NR系統(tǒng)應在極端不同的環(huán)境（如覆蓋范圍、多普勒等）和寬頻帶無線信道下運行。然而，如果為NR移動場景部署了URLLC服務，則應考慮有關前置RS位置的RS設計，以支持早期解碼。此外，在另一方面，為了支持高移動性場景的可靠信道估計，應該考慮可變DMRS模式設計來支持高多普勒頻偏，如下：

備選方案1：在給定的持續(xù)時間內(nèi)考慮可伸縮的numerology。

備選方案2：在給定的持續(xù)時間內(nèi)考慮額外的DMRS。

可擴展子載波間隔的DMRS設計

在高多普勒頻率和高頻段的情況下，可以考慮不同numerology的DMRS設計。在圖1中，舉例說明了給定持續(xù)時間（例如15kHz、30kHz、60kHz）內(nèi)不同子載波間隔的示例。

從15kHz子載波間隔直接縮放到60kHz子載波間隔會導致縮短TTI長度。與15kHz子載波間隔的DMRS模式相比，60kHz子載波間隔的DMRS模式具有在給定持續(xù)時間內(nèi)更可靠的信道估計的優(yōu)點，以處理高SNR區(qū)域中的高多普勒擴展。另一方面，與15kHz子載波間隔相比，60kHz子載波間隔在長信道時延擴展中的性能降低。使用高子載波間隔的DMRS模式應提供抗信道時延擴展的魯棒性，此外，DMRS符號在頻域中的密集放置。

時域密度的DMRS設計

協(xié)議就附加RS達成如下協(xié)議：在NR中研究的相同或擴展/附加RS至少包括以下內(nèi)容：

• 估計/補償多普勒參數(shù)

除了協(xié)議之外，在高多普勒頻率和相位噪聲的情況下，還應考慮附加的RS。在圖2中，展示了一個帶有附加RS的DMRS設計示例。

如圖2所示，假設兩種不同類型的DMRS（即基本DMRS和附加DMRS）位于給定的持續(xù)時間內(nèi)（例如子幀、時隙等）。額外的RS可以被定義為在特定的持續(xù)時間內(nèi)的額外傳輸?shù)膮⒖夹盘?，包括多普勒補償、相位旋轉補償?shù)?。在額外的RS的單個符號情況下，多普勒補償?shù)母郊覴S可以在給定的持續(xù)時間的中間發(fā)送，這和基本的DMRS是一樣的。此外，可在高頻段或極高多普勒頻率下考慮附加RS的三符號情況。因此，考慮到信道條件（例如，多普勒頻率、高頻段等）和目的，可以決定額外的RS來提高信道估計性能。

另一方面，額外RS的設計需要RS開銷。因此，需要研究信道估計性能和DMRS開銷之間的權衡。

性能評估

比較DMRS模式與可伸縮numerology的其他RS性能，在此模擬中，假設每個TTI使用14個OFDM符號。模擬假設如下：

為了證實多普勒擴展在可伸縮numerology方面的效果，根據(jù)多普勒擴展（從10Hz到200Hz）展示了CDL-C信道（延遲擴展=100ns）下的鏈路級性能。圖3顯示了根據(jù)子載波間隔（即15kHz、60kHz）的調(diào)制（即QPSK、16QAM）和編碼速率（即1/2、3/4）的BLER性能。在該仿真中，假設在DMRS位置使用基于IFFT的信道估計方法，并且不考慮時間插值。

如圖3所示，可以觀察到60kHz子載波間隔下的numerology性能優(yōu)于15kHz子載波間隔下的numerology性能。注意，如果由于信道時延擴展引起的信道估計誤差的影響較小，則可伸縮的子載波間隔提供針對高多普勒頻率的魯棒性能。

另外，為了驗證附加RS的必要性，根據(jù)子載波間隔（從15kHz到60kHz）和附加RS顯示了CDL-C信道（延遲擴展=300ns）下的鏈路級性能。在該模擬中，假設附加RS的DMRS模式與基本DMRS相同，并且在使用附加RS時考慮時間插值。

從圖4中，可以得到如下結論：

1.?由于頻率選擇的信道估計誤差，與15/30kHz子載波間隔相比，60kHz子載波間隔顯示出更大的性能退化。因此，當考慮長信道時延擴展時，具有可伸縮numerology的DMRS模式是不合適的。

2.?與不同的子載波間隔相比，附加RS的性能表現(xiàn)更好，因為盡管存在RS開銷，但是附加RS從時間選擇中補償了信道估計誤差。

另一方面，為了最小化附加DMRS的復雜度影響，信道估計器在頻率插值（FI：?frequency interpolation）之后或僅在頻率插值（FI）之后執(zhí)行時間插值（TI：time interpolation）。

如圖5所示，可以觀察到使用TI的信道估計有輕微的增益。因此，信道估計的附加復雜度僅用于處理附加DMRS的估計。