目前的下行同步信號的基本結(jié)構(gòu)如圖1所示。下行信標(biāo)結(jié)構(gòu)可以在一次burst中傳輸一次或多次。通常，在一個burst中傳輸多個基本信標(biāo)單元（?beacon unit）是為了進行多波束部署?；拘艠?biāo)單元突發(fā)所占用的總時間稱為信標(biāo)持續(xù)時間。基本信標(biāo)單元的兩次burst之間的間隔稱為信標(biāo)間隔。這些參數(shù)可以調(diào)整以適應(yīng)不同的開發(fā)場景。

此外，基本信標(biāo)單元還可以通過其子載波間距來配置，以滿足各種部署需求。圖2顯示了模擬中使用的基本信標(biāo)單元的示意圖。該單元包括第一同步信號xSS1、第二同步信號xSS2和用于承載基本系統(tǒng)信息的廣播信道有效載荷。簡而言之，xSS1占用一個符號，其作用類似于LTE中的PSS，而xSS2占用2個RB乘以兩個子幀的資源區(qū)域，其作用類似于LTE中作為小區(qū)標(biāo)識的SSS。此外，xSS2還用于高精度頻率同步。這兩個同步信號都是通過在少量資源元素中放置功率增強的導(dǎo)頻符號來構(gòu)造的。通過適當(dāng)?shù)胤胖眠@些導(dǎo)頻RE，信號被賦予了它們的唯一性和相關(guān)性。

注意，在發(fā)射側(cè)的雙極化天線的情況下，兩個極化發(fā)射相同的信號。在多個TRP和多個波束的情況下，所有TRP和波束傳輸相同的xSS1，但不同的xSS2。

接收機

圖3顯示了用于檢測基本信標(biāo)單元并與之同步的接收器處理的高級流程圖。在接收到足夠的數(shù)據(jù)樣本后，接收機在使用FFT將接收到的樣本轉(zhuǎn)換到頻域之后，通過執(zhí)行導(dǎo)頻REs的能量檢測來嘗試檢測xSS1。這個過程可以動態(tài)執(zhí)行，以避免過度的數(shù)據(jù)緩沖，因為它不涉及復(fù)雜的時域和頻域相關(guān)性。

如果能量檢測的輸出超過某個閾值，則可能存在xSS1，并建立其粗略的時頻同步。然后，在粗定時基準(zhǔn)附近執(zhí)行相干檢測或等效的相關(guān)操作，以估計細(xì)定時偏移。

利用精細(xì)定時基準(zhǔn)，確定OFDM符號邊界，然后檢測xSS2。至少有506個xSS2模式用于cell/TRP/波束識別。每一個都需要檢測器進行假設(shè)檢驗。因為這些模式是通過放置功率提升的導(dǎo)頻RE形成的，所以它們可以像xSS1一樣被能量檢測到。然后，在覆蓋xSS1檢測留下的殘余不確定性的小時間和頻率范圍內(nèi)，使用二維相關(guān)器再次相干檢測通過能量檢測的候選對象。最后，相關(guān)輸出超過閾值的剩余候選被宣布為已發(fā)現(xiàn)小區(qū)，并且將繼續(xù)對其攜帶的PBCH進行解調(diào)和解碼。

注意，在接收側(cè)的雙極化天線的情況下，兩個極化的接收信號經(jīng)過相同的處理，能量檢測和相關(guān)的輸出被分集組合，并與閾值進行比較。

Sub 6 GHz

對于低于6GHz的情況，使用4GHz的載波頻率進行模擬，子載波間距為15和60kHz?；拘艠?biāo)單元的配置如表1所示。由于它是單波束系統(tǒng)，因此每40毫秒只發(fā)送一個基本信標(biāo)單元。信標(biāo)持續(xù)時間和帶寬按子載波間隔縮放，但兩種情況下的RE總數(shù)相同。

圖4至圖6顯示了AWGN信道中單個TRP的捕獲時間、剩余定時誤差和剩余頻率誤差的CDF，左側(cè)為15 kHz子載波間隔，右側(cè)為60 kHz。如果在4個信標(biāo)中找不到正確的小區(qū)ID，或者如果剩余的定時誤差大于CP長度，那就宣布漏檢?？梢钥闯?，即使在-9 dB的信噪比下，通過觀察單個信標(biāo)，也可以獲得概率接近1的信標(biāo)。剩余頻率誤差與子載波間距成正比，因為頻率分辨率與xSS1符號長度成正比。

在CDL_C信道中，由于多徑衰落，性能顯著下降，但在大多數(shù)情況下（>99%）UE可以在4個信標(biāo)間隔（或160 ms）內(nèi)獲取小區(qū)，信噪比為-9 dB。對于兩個子載波間隔，剩余定時誤差在樣本數(shù)量上大致相同。換句話說，它們在CP長度方面具有相似的計時精度。然而，在絕對時間內(nèi)，60kHz子載波間隔的分辨率是15kHz的4倍，因為其xSS1的帶寬是15kHz的4倍。

在多TRP情況下，有3個小區(qū)，其中兩個具有相同的信號強度并在同一時間到達(dá)，而第三個小區(qū)較弱3dB，晚到600ns。所有3個小區(qū)傳輸相同的xSS1，但不同的xSS2。只有在檢測到第一個小區(qū)時，才會宣布采集成功。AWGN信道的結(jié)果被忽略，因為它們與單一TRP情況的趨勢相似。

由于干擾，多個TRP情況的性能進一步降低。xSS1的SFN傳輸增加了其檢測的機會，但也會導(dǎo)致更大的剩余定時誤差，如圖11所示。

在AWGN信道中，模擬的5000次迭代中沒有虛警，在圖4所示的4個信標(biāo)間隔窗口中，漏檢的概率非常小。因此，僅顯示CDL-C通道中的結(jié)果。對于所有SNR值，只有一個閾值，虛警概率保持在1%以下，如圖13所示。

6GHz以上

對于6GHz以上，聯(lián)發(fā)科模擬了30GHz的載波頻率，子載波間距為60kHz。基本信標(biāo)單元的配置如表1所示。每40毫秒發(fā)送8個基本信標(biāo)單元，每個單元對應(yīng)于（4,8,2）天線陣列形成的8個發(fā)射波束中的一個，如圖14所示。

如果使用（4,8,2）天線陣列的多個面板或完全連接的端口映射，則可以在頻域或空域中復(fù)用8個波束，以減少總信標(biāo)持續(xù)時間。然而，在模擬中，假設(shè)TRP上只有一個TXRU，如圖15（a）所示。同一列中兩個極化的天線連接到一個移相器。8個移相器連接到相同的TXRU，信標(biāo)通過該TXRU傳輸。8×8 DFT矩陣用于生成總共8個方位波束，這些波束在8個基本信標(biāo)單元上一次掃描一個。請注意，天線元件和TXRU之間的映射只是信標(biāo)傳輸?shù)牡刃D示。數(shù)據(jù)鏈路可能具有不同的映射。

在UE，有兩個TXRU，每個極化一個。它們與天線元件的映射如圖15（b）所示。使用4×4 DFT矩陣在方位上生成總共4個UE波束，用于接收同步信號。UE在40ms的間隔內(nèi)調(diào)諧到兩個偏振的4個波束中的一個，然后在接下來的40ms內(nèi)切換到另一個波束。兩個分支在檢測過程中被分集組合。因此，總共需要40×4=160 ms才能完成完整的發(fā)送和接收掃描。TRP和UE的陣列孔徑相對。

由于評估假設(shè)中規(guī)定的高方向性增益（TRP時為8 dB，UE時為5 dB），即使在波束賦形之前，SNR值也已經(jīng)非常高。因此，當(dāng)檢測到小區(qū)時，剩余的定時和頻率誤差與4ghz的誤差非常一致。通過波束賦形，即使在TX和RX波束未對齊的情況下，也可以很容易地檢測到小區(qū)。這如圖16所示，繪制了在4個信標(biāo)間隔內(nèi)，在特定閾值下，所有32個可能（TX，RX）波束對的檢測概率和虛警概率。波束對索引（1，1）對應(yīng)于TX和RX波束對齊的情況。顯然，當(dāng)波束沒有最佳對齊時，小區(qū)經(jīng)常被檢測到。使用更高的閾值，假警報的概率可以降低到零，但檢測率會略微降低，如圖17所示。

由于高SNR值和同步信號的設(shè)計，UE只能在1個信標(biāo)間隔內(nèi)獲取小區(qū)，如圖18所示。