500W級聯(lián)式AC-DC模擬電源方案（PFC+LLC）

作者：電源技能成長記

LLC諧振變換器具有軟開關(guān)、易于磁集成、高密度、低EMI和高效率等優(yōu)勢，已在工業(yè)界得到了廣泛的應(yīng)用。這里分享一個常用的PFC+LLC級聯(lián)式電源方案，原理框圖如圖1所示。

市電（185～240V）輸入，由EMI濾波器進行濾波，再經(jīng)過整流橋整流為直流電，通過對輸入電壓和開關(guān)管電流采樣，實現(xiàn)電流與電流同相位調(diào)制，提高輸入側(cè)功率因數(shù)。Boost PFC電路將輸入的交流電經(jīng)整流和升壓變?yōu)?00V直流電。半橋LLC諧振電路功率級包括：開關(guān)網(wǎng)絡(luò)、諧振腔、變壓器和全波整流四部分。

開關(guān)網(wǎng)絡(luò)將直流電轉(zhuǎn)換為占空比為0.5的方波電壓，諧振腔濾除電流的高次諧波，諧振電流為正弦波。方波電壓經(jīng)高頻變壓器變換為低壓方波信號，由全波整流電路整流為直流電源，最后，接至直流電子負載。電源采用電壓單閉環(huán)控制，電壓采樣電路對輸出電壓采樣，由PI調(diào)節(jié)器連接到控制器反饋引腳。電流采樣電路對諧振腔電流采樣，電流信號接至控制器過流保護引腳。PI輸出信號由UCC25600電源控制器中的壓控振蕩器（Voltage-Controlled Oscillator, VCO）轉(zhuǎn)換為頻率信號用于開關(guān)管驅(qū)動，驅(qū)動采用變壓器隔離，連接到開關(guān)管門極。LLC變換器是通過改變工作頻率的方式，調(diào)節(jié)諧振腔阻抗，實現(xiàn)電壓穩(wěn)定輸出。

前級Boost PFC硬件參考電路如圖2所示。

(a) PFC功率級電路

LLC諧振變換器參考電路。

圖2 級聯(lián)式AC-DC硬件電路（PFC+LLC）

樣機調(diào)試波形

前級PFC輸入電壓、電流波形如圖3所示……

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MOS管基礎(chǔ)知識

作者：開關(guān)電源分析

MOS管是FET的一種，可以被制作成增強型和耗盡型，P溝道或N溝道類型，在我們開關(guān)電源設(shè)計時，一般使用的是增強型N溝道MOS和增強型P溝道這兩類MOS管，對于這兩類MOS管，我們更常見的應(yīng)該是NMOS，這是因為我們在選型時都會考慮MOS的導(dǎo)通電阻、最大電壓、最大電流等等因素，相對于P溝道的MOS管，N溝道的MOS管導(dǎo)通電阻較小，且較于容易制作，所以開關(guān)電源中一般都采用NMOS。

我們在電路圖中一般都可以看到，MOS管的漏極和源極之間有一個寄生二極管，這個二極管我們稱為體二極管，在驅(qū)動負載時，這個二極管起著很重要的作用，還有在原理圖上看不到的是MOS管的三個管腳之間有寄生電容存在，而這個寄生電容對于我們電源設(shè)計人員選擇驅(qū)動電路時會麻煩一些，但這個是由于制造工藝限制產(chǎn)生的，是無法避免的。

對于MOS管導(dǎo)通，N溝道和P溝道是不一樣的，對于N溝道的MOS管，當(dāng)Vgs大于一定數(shù)值就會導(dǎo)通，所以這類MOS管適合用于源極接地的低端驅(qū)動，只要柵極電壓達到4V或者10V就可以了；而對于PMOS管，當(dāng)Vgs小于一定的數(shù)值就會導(dǎo)通，適合用于源極接VCC的高端驅(qū)動，雖然PMOS可以很方便的用于高端驅(qū)動，但是由于導(dǎo)通電阻大，價格貴、替換種類少等原因，在高端驅(qū)動中，通常還是選擇使用NMOS。

不管是NMOS還是PMOS，導(dǎo)通后都有導(dǎo)通電阻存在，這樣電流就會在這個電阻上消耗能量， 這部分消耗的能量叫做導(dǎo)通損耗。選擇導(dǎo)通電阻小的MOS管會減小導(dǎo)通損耗?，F(xiàn)在的小功率 MOS管導(dǎo)通電阻一般在幾十毫歐左右，幾毫歐的也有。MOS在導(dǎo)通和截止的時候，一定不是在瞬間完成的。MOS兩端的電壓有一個下降的過程，流 過的電流有一個上升的過程，在這段時間內(nèi)，MOS管的損失是電壓和電流的乘積，叫做開關(guān)損 失。通常開關(guān)損失比導(dǎo)通損失大得多，而且開關(guān)頻率越快，損失也越大。導(dǎo)通瞬間電壓和電流的乘積很大，造成的損失也就很大。縮短開關(guān)時間，可以減小每次導(dǎo)通時 的損失；降低開關(guān)頻率，可以減小單位時間內(nèi)的開關(guān)次數(shù)。這兩種辦法都可以減小開關(guān)損失。

下面，我們以一個例子來簡單說一下NMOS的工作原理：

Vl和Vh分別是低端和高端的電源，兩個電壓可以是相同的，但是Vl不應(yīng)該超過Vh。

Q1 和Q2 組成了一個反置的圖騰柱，用來實現(xiàn)隔離，同時確保兩只驅(qū)動管Q3 和Q4 不會同時導(dǎo) 通。

R2 和R3 提供了PWM電壓基準(zhǔn)，通過改變這個基準(zhǔn)，可以讓電路工作在PWM信號波形比較陡 直的位置。

Q3 和Q4 用來提供驅(qū)動電流，由于導(dǎo)通的時候，Q3 和Q4 相對Vh和GND最低都只有一個Vce 的壓降，這個壓降通常只有 0.3V左右，大大低于 0.7V的Vce……

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運放4：偏置電流Ib與失調(diào)電流Ios(1)

作者：硬件工程師煉成之路

今天來說一說運放的偏置電流和失調(diào)電流，我們還是帶著問題看，先想想下面幾個問題：

1、為什么不同運放的偏置電流差這么多？原因是什么？

2、運放輸入端偏置電流方向是什么樣的呢？是可以流進，也可以流出的嗎？

3、實際應(yīng)用中偏置電流是如何引起誤差的呢？

4、實際應(yīng)用中失調(diào)電流是如何引起誤差的呢？

5、電路設(shè)計時應(yīng)該如何考慮偏置電流和失調(diào)電流的影響呢？

要想回答上面這些問題，我們首先需要了解偏置電流和失調(diào)電流到底是怎么產(chǎn)生的。

偏置電流、失調(diào)電流是什么？

我們前面說過，理想運放的同相端和反相端的輸入電流為0，所以才有“虛斷”的說法，但是實際運放的輸入管腳都會流入或流出少量的電流，并且經(jīng)常同相端的電流和反相端的電流還不相等。

我們?nèi)绻麑⒘魅胪喽说碾娏饔肐b+表示，流入反相端的電流用Ib-表示，那么放大器的輸入偏置電流Ib就是Ib+和Ib-的平均值，即Ib=(Ib+ + Ib-)/2。

可以看到，偏置電流就是同相和反相端電流的平均值，而失調(diào)電流，衡量的是2相電流之間的差異。

我們還是以前幾期的LM2904舉例子，如下圖：

圖中標(biāo)注IB就是LM2904的輸入偏置電流，典型值為-20nA，Ios為輸入失調(diào)電流，典型值為2nA。失調(diào)電流是偏置電流的十分之一，說明這個放大器同相端和反相端的電流還是比較接近的。

那么偏置電流是如何產(chǎn)生的呢？

偏置電流的來源

顯然，偏置電流取決于流入或流出放大器同相端和反相端電流的大小，這自然和放大器輸入級的構(gòu)造晶體管類型有莫大的關(guān)系。

我們知道，晶體管有好幾種，比如雙極性晶體管BJT，結(jié)型場效應(yīng)晶體管（JFET）和金屬氧化物半導(dǎo)體場效應(yīng)晶體管（MOSFET）。然后它們又分什么NPN，PNP，N溝通，P溝道，這樣算起來種類還是不少的。

就輸入阻抗而言，一般是MOSFET>JFET>BJT的，我是怎么記住這個的呢？我沒有刻意去記住，而是理解的方式，腦子里面回想下這幾個管子的結(jié)構(gòu)也就出來了，這里也分享一下。

大體是這樣的：

BJT三極管我們應(yīng)該都比較熟，其是電流驅(qū)動的，其放大的時候，要給它合適偏置，b和e之間是有正向電壓的，是一個有正向壓降的PN結(jié)，處于放大區(qū)的時候里面是有電流流動的。

JFET分立管子用得非常少，我到目前還沒用過這個，但是教材上都有這個器件的結(jié)構(gòu)，集成運放也是有這種結(jié)構(gòu)的，其工作的時候，輸入端也可以理解為一個PN結(jié)，不過是反偏的（通過反偏控制耗盡區(qū)的厚度來控制導(dǎo)電溝道的寬度），也就是說電流很小。但是我們知道施加反向電壓的PN結(jié)也是會漏電的，就像我們用的二極管，也會有漏電流這個參數(shù)。顯然，這個電流要一般比三極管的輸入電流Ibe要小，那么其直流輸入阻抗也就比其要大……

原文鏈接：https://www.dianyuan.com/eestar/article-5977.html

談?wù)剬﹄姼械睦斫?/span>

作者：EMC小白

本文基于上一篇進一步理解電感，麥克斯韋方程式告訴我們變化的電場產(chǎn)生磁場，變化的磁場產(chǎn)生電場。那么問題是變化的電場指的是變化的電勢，還是電流，如果是針對變化的電勢，那么為什么流過一個閉合回路的磁通量是L*I呢，為什么不是L*V？本文主要針對該問題做進一步理解。

變化的電勢，的確是產(chǎn)生了變化的電場，個人理解，任何電磁波都是有回路的，那就是傳導(dǎo)電流，“位移”電流（雖然很多說法位移電流不貢獻磁通量，但是這樣的話電磁波在空間就無法傳播了）。因而對于這個“電流回路而已”，其變化的電場是跟電流本身有關(guān)，根據(jù)麥克斯韋定律推導(dǎo)，對一個閉合回路而言，其磁通量正比于閉合回路單位時間的電荷數(shù)，而電荷Q=I*T，即電流表示為單位時間通過的電荷數(shù)Q，電流越大，單位時間通過的電荷數(shù)越多，其形成的磁通量越大，也可以理解為，當(dāng)某一個變化的電勢，發(fā)現(xiàn)有一條回路的阻抗較大時，通過該回路的能量就會越小，即該回路的磁通量越小。以下面的變壓器為實例，形象講述上訴原理圖：

為了便于理解，認為I=Q/t，我們假設(shè)該回路初始能量是I1=Q1/t，其形成的磁場能量為Q12=L*Q1/T，L正比于線圈匝數(shù)n，半徑r，磁導(dǎo)率u，反比于導(dǎo)線截面積，變化的磁場產(chǎn)生的電勢為V=L*dt/dt=L*dQ1/dt，Q22等于M*I1，由于中間的鐵芯，磁導(dǎo)率遠高于空氣，磁通幾乎全部束縛在鐵芯中。

因而可以近似認為Q22=Q12，這是感性耦合，（當(dāng)然如果頻率夠高，還應(yīng)該存在容性耦合，即U1應(yīng)該還可以耦合電壓到U2上，其也會產(chǎn)生磁通量L2*I2），變化的磁通量Q22，會感應(yīng)出電勢LdQ22/dt，當(dāng)回路存在電阻R時，電流等于LdQ22/dt/R，該感應(yīng)電流又會產(chǎn)生阻礙原磁通變化的磁通量Q21=L*L（dQ22/dt/R）=L*L*dI2/Dt ，最終是跟電流的變化率成正比……

原文鏈接：https://www.dianyuan.com/eestar/article-5981.html

關(guān)于MOS管的米勒效應(yīng)的疑問--求實錘

作者：硬件微講堂

1、一道問題

照例，先拋出來一道問題：如果MOS管處于米勒平臺的區(qū)間內(nèi)，MOS管工作在哪個區(qū)？

A：恒流區(qū)；

B：可變變阻區(qū)；

C：部分在恒流區(qū)，部分在可變電阻區(qū)；

D：截止區(qū)；

題不大，但卻是真正考驗基本功。要回答這個問題，需要從兩方面入手：

①搞清楚MOS管三個工作區(qū)的工作條件；

②搞清楚MOS管米勒平臺的變化歷程。

2、MOS管3種工作狀態(tài)

MOS管的3種工作狀態(tài)：截止區(qū)、恒流區(qū)(飽和區(qū))、可變電阻區(qū)，這個想必大家都知道。但光知道這個還不太夠，還需要清楚進入相應(yīng)工作區(qū)的充分條件。

如上圖所示，Ohmic Region即為可變電阻區(qū)，Active Region即為飽和區(qū)，也叫恒流區(qū)，Cut-off Region即為截止區(qū)。由于MOS管為壓控型器件，只需要控制柵-源極電壓Vgs電壓，即可控制MOS管的導(dǎo)通。

當(dāng)Vgs<Vth時，MOS管處于截止區(qū)；

當(dāng)Vgs>Vth且Vds<Vgs-Vth時，MOS管處于可變電阻區(qū)；

當(dāng)Vgs>Vth且Vds>Vgs-Vth時，MOS管處于恒流區(qū)（飽和區(qū)）；

當(dāng)然上面的條件，我想很多同學(xué)都知道。但是我想讓同學(xué)們理解里面的含義，而不是單純地記憶公式。比如，可變電阻區(qū)的Vds<Vgs-Vth是怎么來的呢……

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