在LTE中，PSS用于初始符號定時(shí)和頻率同步，以及三個(gè)PCI之一的檢測。為此，在LTE中定義了三個(gè)PSS序列。每個(gè)PSS序列在基于Zadoff-Chu（ZC）序列的頻域中形成，并對應(yīng)于唯一的ZC序列根。PSS的這種設(shè)計(jì)可能允許使用該信號作為SSS進(jìn)一步相干檢測的參考。此外，它還減少了要測試的SSS序列的數(shù)量，以便檢測504個(gè)PCI中的一個(gè)，因?yàn)闄z測到的PCI是Cell ID的一部分。

從UE復(fù)雜性的角度來看，PSS的檢測是初始接入過程中最困難的任務(wù)。在沒有任何先驗(yàn)知識的情況下，UE應(yīng)當(dāng)盲目地測試關(guān)于符號定時(shí)、PSS序列（即ZC序列根）以及可能的部分載波頻率偏移（CFO：carrier frequency offset）的不同聯(lián)合假設(shè)。在NR中，同步信號的位置與NR載波的中心頻率不同，則要測試的假設(shè)總數(shù)會更大。為了減少假設(shè)的總數(shù)，從而降低UE的復(fù)雜度，在NR中應(yīng)僅使用單個(gè)PSS序列。此外，單個(gè)PSS啟用SFN組合增益，以改進(jìn)同步網(wǎng)絡(luò)中的定時(shí)檢測。

由于NR中只使用一個(gè)PSS，因此小區(qū)ID的檢測不再依賴于PSS序列。在這種情況下，具有更多數(shù)量的SSS序列以保持至少與LTE中相同數(shù)量的小區(qū)id，即504，或甚至更多，比如1008。對于NR，讓大量具有良好互相關(guān)特性的SSS序列保持與LTE中相同的SSS傳輸帶寬將是一個(gè)挑戰(zhàn)。因此，擴(kuò)展可用SSS序列空間的直接方法是增加序列長度，這意味著與LTE相比，NR中SSS傳輸?shù)膸捀鼘挕?/span>

NR UE可以指示SSB的時(shí)間索引，然而，UE完成初始接入需要其他信息，例如子載波間隔。在初始接入期間，還應(yīng)向UE提供關(guān)于PBCH/數(shù)據(jù)信道的子載波間隔的信息。由于PSS和SSS的容量有限，因此應(yīng)引入額外的三級同步信令（TSS：Tertiary Synchronization Signaling）。這種新的信令可以是基于序列的，其中不同的序列唯一地標(biāo)識SSB時(shí)間索引、PBCH子載波間隔和其他必要參數(shù)的組合。另一個(gè)可能的選擇是基于有效載荷的TSS設(shè)計(jì)。在這種情況下，SSB的時(shí)間索引、PBCH的子載波間隔和其他必要參數(shù)被編碼為TSS的有效載荷。

圖1顯示了一個(gè)同步信號結(jié)構(gòu)的示例。

ZC成為進(jìn)一步研究的良好起點(diǎn)的原因之一是LTE PSS采用了ZC。經(jīng)過研究發(fā)現(xiàn)ZC序列在時(shí)間/頻率偏移檢測模糊函數(shù)中具有可怕的旁瓣。圖2顯示了長度為63且根索引為25的ZC序列的時(shí)間/頻率偏移檢測模糊度函數(shù)，這是用于PSS的序列之一。在無噪聲環(huán)境下，通過獲取PSS OFDM符號的互相關(guān)來繪制模糊度函數(shù)。

檢測模糊度函數(shù)的假旁瓣的位置是預(yù)先確定的，并且是根索引的函數(shù)。這可以用解析的方法來表示。由于偽旁瓣位置已知且已被充分理解，因此在PSS捕獲后的SSS檢測期間，接收機(jī)有可能考慮偽旁瓣。然而，這將以額外處理為代價(jià)，例如SSS的盲檢測和針對每個(gè)模糊定時(shí)位置的多個(gè)PBCH盲解碼。

如果PSS的設(shè)計(jì)可以使假旁瓣最小化，那么在小區(qū)搜索過程中，可能需要的額外處理可以重新定向到其他處理。有許多序列沒有顯示糟糕的旁瓣，其中一個(gè)是純M序列。圖3顯示了長度為63的M序列的時(shí)間/頻率偏移檢測模糊度函數(shù)，該函數(shù)由原始多項(xiàng)式x6+x+1生成。它在原點(diǎn)附近顯示了一個(gè)非常尖銳的峰值，并且在檢測模糊度函數(shù)中沒有假峰值。

總之，ZC序列具有錯(cuò)誤的旁瓣，這歸因于錯(cuò)誤的時(shí)間/頻率估計(jì)。雖然這些假旁瓣的位置已經(jīng)被很好地理解，并且接收機(jī)可能能夠處理它們，但這是以額外的計(jì)算復(fù)雜性為代價(jià)的。

將NR?SSS擴(kuò)展到更寬帶寬的直接方法是重用類似LTE的結(jié)構(gòu)。類似LTE的設(shè)計(jì)基于頻域中交織的兩個(gè)m序列。因此，根據(jù)該設(shè)計(jì)，可以通過增加m序列的長度來實(shí)現(xiàn)更長的NR?SSS，例如，通過采用高階生成多項(xiàng)式。使用m序列的一個(gè)優(yōu)點(diǎn)是存在基于快速沃爾什-阿達(dá)瑪變換（FWHT：Fast Walsh-Hadamard Transform）的簡化檢測算法。然而，由于在類似LTE的設(shè)計(jì)中使用兩個(gè)較短的序列來傳送小區(qū)ID，尤其對于小區(qū)邊緣的ue，可能會出現(xiàn)小區(qū)模糊問題。這是一個(gè)自LTE時(shí)代以來就廣為人知的概念，并在許多文章中進(jìn)行了描述。

唯一能完全解決小區(qū)ID模糊問題的方法是在第一個(gè)m序列的基礎(chǔ)上對第二個(gè)m序列進(jìn)行置亂。在LTE中，僅使用8種不同的擾碼來對第二個(gè)m序列進(jìn)行加擾。這并不能完全解決小區(qū)ID的模糊性。

第二個(gè)問題源于兩個(gè)短序列的使用。使用m序列的最大好處是使用FWHT以O(shè)（N log?n）復(fù)雜度執(zhí)行ML檢測，并且只使用加法器。常規(guī)ML檢測需要O（N2）。雖然可以對單個(gè)m序列執(zhí)行FWHT，但不存在檢測兩個(gè)m序列對的快速M(fèi)L算法。對每個(gè)m序列執(zhí)行分段ML檢測將由于較小序列長度的較小擴(kuò)頻增益而導(dǎo)致性能損失?？朔@個(gè)缺點(diǎn)的唯一方法是執(zhí)行完全假設(shè)ML檢測，這可能非常復(fù)雜。

為了克服上述問題，應(yīng)考慮基于長序列的NR?SSS。例如，可以從不同的本原多項(xiàng)式生成兩個(gè)長度為N的長m序列，并且按位異或操作以生成一個(gè)長Gold序列。圖4所示的示例說明了基于Gold代碼的NR?SSS結(jié)構(gòu)。兩個(gè)長度為N的長m序列由一個(gè)Gold對本原多項(xiàng)式生成，并通過按位異或操作組合成一個(gè)序列。不同的小區(qū)身份可由兩個(gè)m序列的兩個(gè)循環(huán)移位版本確定?？梢赃x擇這兩個(gè)原始多項(xiàng)式來獲得兩個(gè)不同SS序列之間良好的互相關(guān)特性。為了降低UE復(fù)雜度，可以限制序列之一的循環(huán)移位的允許值的數(shù)目。例如，我們可以使用長度為127的第一個(gè)m序列的4個(gè)循環(huán)移位，以及第二個(gè)m序列的所有127個(gè)循環(huán)移位。

對于這種SSS序列結(jié)構(gòu)，UE可以通過首先用所有可能的循環(huán)移位（例如4個(gè)不同的循環(huán)移位）解擾第一個(gè)m序列來執(zhí)行快速M(fèi)L檢測。接下來，解擾后的接收信號通過FWHT來檢測第二個(gè)m序列的循環(huán)移位。假設(shè)只使用第一個(gè)m序列的L（循環(huán)移位，則完整的ML檢測復(fù)雜度限制為O（LN log?n）。只要第一個(gè)m序列的循環(huán)移位數(shù)是有限的，就可以很容易地執(zhí)行完整的ML檢測。

兩種NR?SSS結(jié)構(gòu)（類似LTE和基于Gold碼）的檢測性能如圖5所示。對于該評估，NR?SSS占用的最小SS帶寬為5MHz，子載波間隔為30kHz。在這兩種方案中，都使用了基于FWHT的真實(shí)ML檢測算法。從圖中可以看出，所描述的基于Gold碼的結(jié)構(gòu)能夠提供比類似LTE的結(jié)構(gòu)更好的性能。

有兩種可能的方法至少可以指示SSB的時(shí)間索引。具體地說，時(shí)間索引可以由可能的TSS序列之一指示，或者編碼為TSS的有效載荷。例如，假設(shè)NR?SS的傳輸帶寬為5mhz，子載波間隔為30khz，可用子載波的總數(shù)為144（12rbs）。如果TSS在時(shí)域中占用一個(gè)OFDM符號，則在NR?PSS/SSS/TSS之間進(jìn)行TDM的情況下，TSS的可用RE數(shù)為144，如圖1-（a）所示。對于NR?PSS/TSS之間的FDM，如圖1?（b）所示，可用TSS RE的數(shù)量為72。假設(shè)NR?PSS和NR?TSS在時(shí)域中共享一個(gè)OFDM符號，NR?PSS占用6個(gè)RB。

對于基于有效載荷的NR?TSS設(shè)計(jì)，應(yīng)采用穩(wěn)健的調(diào)制和編碼方案，以便即使在惡劣的干擾和噪聲環(huán)境下（例如，當(dāng)SINR=-6 dB時(shí)），也能對有效載荷提供足夠的錯(cuò)誤保護(hù)。這里的一個(gè)合理假設(shè)是，為NR?TSS選擇與PBCH相同的調(diào)制和編碼速率，即QPSK和1/12。在這種情況下，NR?PSS/TSS之間的TDM和FDM的有效載荷大小分別為24和12。例如，如果NR時(shí)隙內(nèi)的SS塊有兩個(gè)不同的位置可用，并且包含SSB的NR時(shí)隙的總數(shù)為每個(gè)無線幀10個(gè)，則承載SSB時(shí)間索引的比特總數(shù)應(yīng)等于5，以覆蓋SSB的20個(gè)可能位置。因此，NR?TSS的容量足以提供SSB時(shí)間索引的魯棒傳輸。