在5G系統(tǒng)中，一個DMRS模式可能無法滿足各種應(yīng)用流程和用例在各種條件下的需求。因此，希望根據(jù)用例調(diào)整模式，但同時盡量減少可用模式的數(shù)量，以保持低標(biāo)準(zhǔn)化和商業(yè)化工作。

DMRS端口復(fù)用

關(guān)于端口時域復(fù)用的5個備選方案如下：

• 備選方案1：OCC

• 備選方案2：TDM

• 備選方案3：僅使用時域重復(fù)/模式移位的頻域復(fù)用

• 備選方案4：在備選方案1和備選方案2之間進行配置，考慮高頻段的相位噪聲影響

• 備選方案5：在備選方案1和備選方案3之間進行配置

眾所周知，經(jīng)過LTE的測試，跨連續(xù)DMRS符號的TD-OCC可以在沒有任何功率不平衡問題的情況下提供穩(wěn)健的性能。因此，對于具有連續(xù)DMRS符號的前置DMRS場景，NR中至少應(yīng)支持備選方案1。然而，由于相位噪聲問題，TD-OCC可能會導(dǎo)致毫米波部署中出現(xiàn)并發(fā)癥。因此，問題是備選方案1是否將由備選案文2或備選案文3補充。

具體來說，為了舉例說明該問題，一個具有2個子載波和2個OFDM符號的示例，其中2個端口要么是相鄰符號中的TDMed，要么是同一OFDM符號中的FDMed?？紤]一個具有兩個天線的發(fā)射機，每個物理天線的最大功率為1。

在上圖中，將每個RE上的每個天線的功率表示為元組[X，Y]，最后一行包含每個OFDM符號的每個天線的總功率。假設(shè)每個天線的每個數(shù)據(jù)資源元素上的功率為0.5。然后，如果在第一個符號上對DMRS進行FDMed，則第一（第二）個天線可以在對應(yīng)于第一（第二）個端口的第一（第二）個子載波上發(fā)射功率為1的RS，而不違反每天線最大功率約束。然而，如果DMRS是TDMed，則每個天線只能在承載該端口的RS的第一個子載波中以0.5的功率發(fā)射，因為它也在相同符號的第二個子載波中以0.5的功率發(fā)射（該OFDM符號的總功率為1），因為它承載相同端口的數(shù)據(jù)。類似地，第二個天線將僅能夠在第二個OFDM符號中發(fā)射功率為0.5的dmrs。

換句話說，如果RS是TDMed，則存在峰值功率損失，而如果RS是FDMed，則不存在峰值功率損失。盡管在這個示例中，考慮了一個天線端口映射到一個物理天線的情況，但在天線虛擬化的場景中，根據(jù)虛擬化的不同，可能會出現(xiàn)類似的問題。如果RS不是TDMed，則不存在此類問題和注意事項。

沒有TD-OCC的TDM端口可能會導(dǎo)致不同端口的不同業(yè)務(wù)量與導(dǎo)頻比，這可能會根據(jù)每個時隙中傳輸?shù)亩丝跀?shù)量動態(tài)變化。為了再次演示示例中的問題，使用預(yù)編碼器的3個端口傳輸?shù)那闆r，該預(yù)編碼器在數(shù)據(jù)RE中的每個流中分配功率，如下所示：[2/3，1/6，1/6]，即功率不會在端口之間平均分配。在下圖中，展示了當(dāng)DMRS是TDMed時，與FDMed相比，每個端口的TPR是如何變化的。支持這樣一個選項將需要額外的DCI信令，因為TPR根據(jù)流間的功率分配或端口數(shù)量而變化，否則可能會有傳輸功率利用率損失。

在備選方案3中，每個OFDM符號最多可以承載12個端口，這可以使用具有3個循環(huán)移位的4comb來實現(xiàn)，如下圖所示。第二個OFDM符號可能只是第一個符號的重復(fù)，以導(dǎo)致2 個RE/port/PRB的密度，或者它甚至可以是它的交錯版本，以獲得增加的頻域密度。

如果在DMRS模式中配置TD-OCC，則可以使用 1-symbol DMRS的重復(fù) 2-symbol DMRS模式在時域中的相鄰RE中創(chuàng)建CDM組。只有兩個循環(huán)移位的相同comb-4模式可用于支持高達(dá)8級的數(shù)據(jù)，如下圖所示：

類似地，對于rank高達(dá)4的模式，可以使用comb-4或comb-2+2-CS來獲得所有場景的統(tǒng)一設(shè)計。同樣，TD-OCC可配置為在時域中為設(shè)計為1-symbol前置DMRS重復(fù)的2-symbol模式在相鄰RE中創(chuàng)建CDM組。

頻域端口復(fù)用

頻率不均勻的DMRS模式不允許簡單的寬帶信道估計過程。此類信道估計流程應(yīng)在NR中啟用，特別是由于NR在6 Ghz以下和毫米頻率下都支持大帶寬分配。具有非均勻頻域DMRS對此類寬帶信道估計流程不友好。NR應(yīng)該采用頻域均勻的DMRS模式，因為這樣可以為上下行、DFT-S-OFDM和CP-OFDM波形、寬帶和窄帶信道估計程序提供統(tǒng)一的解決方案。

將具有循環(huán)移位的梳狀模式與基于FD OCC的模式進行比較，得出以下觀察結(jié)果：

1.當(dāng)接收機被適當(dāng)設(shè)計時，當(dāng)窄帶信道估計與合理的PRB捆綁（4個PRB）一起使用時，兩者可以提供類似的性能。

• 將FD-OCC跨相鄰RE多路復(fù)用兩個端口的動機是，端口可能會以次優(yōu)方式去模式化，并可能導(dǎo)致簡化接收處理。

• 盡管這對于某些頻率平坦的信道可能是正確的，但對于延遲擴展較大的場景，這種接收器設(shè)計將導(dǎo)致清除損失。

• 如果在MMSE信道估計中的接收處理中考慮相鄰（或非相鄰）符號之間的相關(guān)性，則當(dāng)涉及窄帶信道估計時，這兩種方法將導(dǎo)致可比較的性能。

2.與FD-OCC模式相比，基于comb模式在寬帶信道估計過程的場景中可以提供更好的性能。FD-OCC模式的一個基本問題是，如果接收機想要執(zhí)行寬帶信道估計過程，則無法避免顯式去模式化。

• 這是因為，接收機將需要首先對測量進行去模式化，然后執(zhí)行FFT操作，這將導(dǎo)致與只需要執(zhí)行FFT操作以獲得最佳性能的梳狀模式相比的損耗。

• 換句話說，使用FD-OCC模式可能會導(dǎo)致NR錯過寬帶信道估計過程可以實現(xiàn)的增益，寬帶信道估計過程的有效性、魯棒性和最優(yōu)性已在LTE中針對其他塊（例如CRS）反復(fù)證明。

3.基于comb的模式可用于上行CP-OFDM和DFT-S-OFDM波形

DMRS位置

根據(jù)之前的協(xié)議，需要向下選擇第一個DMRS符號的位置。同意固定前置DMRS的位置。建議時隙中的第一個DMRS符號位于第三個符號中，如下所示：

可能需要額外的DMRS符號來支持給定數(shù)量的要多路復(fù)用的端口的更大延遲擴展。例如，如果有12個正交端口，則可能需要第二個OFDM符號以獲得額外的處理增益。

然而，上圖所示的模式即使在中等多普勒擴展情況下（例如70 Hz），也無法提供良好的性能。這將導(dǎo)致數(shù)據(jù)吞吐量顯著下降，尤其是在高信噪比下。為了實現(xiàn)支持多普勒范圍的有意義擴展，必須盡可能采用基于插值的信道估計（即非因果信道估計）。

如果使用14個符號時隙的第3和第6個符號，在第14個符號中傳輸ACK/NAK，如下圖所示。

現(xiàn)在，將此模式與第3個和第4個符號上的DMRS模式進行比較，簡要演示此模式預(yù)期的性能改進。結(jié)果用于比較4 GHz、30 KHz、30 Kmh、4 Tx-4 Rx（秩2）和TBLER為10%的鏈路自適應(yīng)的自包含ACK/NAK時隙部署（ACK/NAK位于第14個符號）的以下模式。

在第3和第4個符號中僅具有DMRS的圖案的顯著損失。即使在20 dB的幾何形狀下，損耗也在5 dB左右。這些結(jié)果僅適用于30公里小時。

應(yīng)該注意的是，如下圖所示，通過采用偶然的DMRS處理和額外的實時查找，也可以在高速用例中支持自包含的ACK/NAK。例如，UE可以采用非偶然的處理，直到第6個符號，然后再更新信道估計2次（在第7和第9個符號）。這種模式仍然可以在高速情況下（例如，在120公里小時或更高的速度下）提供穩(wěn)健的性能，即使在高幾何結(jié)構(gòu)下，對于非自包含的時隙操作，也會有合理的吞吐量損失。

對于時延容忍應(yīng)用，ACK/NACK響應(yīng)可以延遲到稍后的時隙（沒有自包含的時隙）。在這種情況下，可以執(zhí)行非因果信道估計，以便在高多普勒場景中實現(xiàn)改進的數(shù)據(jù)吞吐量。

就性能而言，應(yīng)將附加DMRS的位置選擇為最后一對符號中的一個，以確保最小化信道外推。在最后一次下行突發(fā)之前使用符號可以提供總體穩(wěn)健的性能，同時還可以享受一些額外的好處。