為了減少小區(qū)搜索的時(shí)間和復(fù)雜性，特別是在應(yīng)用較長(zhǎng)的同步信號(hào)周期時(shí)，同步信號(hào)的候選頻率位置比NR載波帶寬中心的可能頻率位置稀疏，同步信號(hào)的候選頻率位置之間的間隔（Hz）可取決于頻帶。這并不排除對(duì)于某些頻帶，同步信號(hào)的候選頻率位置和NR載波帶寬中心的可能頻率位置可以相同，UE不應(yīng)假定同步信號(hào)的頻率位置和NR載波帶寬的中心之間存在固定的頻率間隔。

NR同步信號(hào)的柵格可以在每個(gè)頻率范圍內(nèi)不同，NR同步信號(hào)柵格可以大于LTE的100khz柵格。

在LTE中，信道柵格為100 kHz，這使得能夠很好地靈活地微調(diào)相鄰載波之間的ACLR（Adjacent Channel Leakage power Ratio）。這種粒度也將有利于NR，并在為NR重新分配LTE頻譜時(shí)避免額外的頻譜規(guī)劃工作。因此，在低頻率下，NR與LTE共享相同的信道柵格。

對(duì)于更高的頻率，有不通的方案，方案各自的優(yōu)缺點(diǎn)，總結(jié)如下：

• 方案1：信道柵格可以是100 kHz的整數(shù)倍（即信道柵格為N*100 kHz）。方案可以降低合成器的復(fù)雜度。

• 方案2：信道柵格可以是每個(gè)NR頻帶支持的同步子載波間隔（SCS）的整數(shù)倍（即，假設(shè)同步SCS為15 kHz，則信道柵格為N*15 kHz）。對(duì)于方案2，其結(jié)果是SS中心正好位于其中一個(gè)SS柵格位置，由于NR?SS中心和頻率柵格位置之間沒(méi)有偏移，因此可能獲得自然對(duì)齊。然而，當(dāng)頻率偏移小于SCS的一半時(shí)，就像在NB-IoT中一樣，這可以通過(guò)下行同步期間的頻率偏移校正來(lái)處理。

• 方案3：信道柵格可以是與RB對(duì)應(yīng)的同步頻域?qū)挾鹊恼麛?shù)倍（假設(shè)同步的SCS為15 kHz，則信道柵格為N*180 kHz）。該方案目的是通道柵格和頻率柵格與RB邊界對(duì)齊。另一方面，假設(shè)信道柵格和頻率柵格不與RB邊界對(duì)齊，則除了到RE的數(shù)據(jù)映射外，沒(méi)有其他嚴(yán)重問(wèn)題。只要到RE的數(shù)據(jù)映射滿(mǎn)足類(lèi)似LTE的標(biāo)準(zhǔn)，即RE不用于SS傳輸，就可以解決此問(wèn)題。

• 方案4：信道柵格可能是每個(gè)NR頻帶支持的所有數(shù)據(jù)/控制SCS的整數(shù)倍（即假設(shè)所有SCS設(shè)置為15 kHz、30 kHz、60 kHz、120 kHz，則信道柵格為N*120 kHz）。從系統(tǒng)設(shè)計(jì)和實(shí)現(xiàn)簡(jiǎn)單性的角度來(lái)看，保持同步信號(hào)的子載波與數(shù)據(jù)信道的子載波對(duì)齊是有益的，在某些情況下，該方案不能保證與相鄰數(shù)據(jù)信道的所有子載波對(duì)齊，這與具體的SCS和同步序列長(zhǎng)度有關(guān)。當(dāng)方案3和方案4應(yīng)用于CA場(chǎng)景時(shí)，它們優(yōu)于方案2（例如，信道柵格為105 kHz）。更具體地說(shuō)，當(dāng)應(yīng)用方案3和方案4時(shí)，CA的信道間隔更小，這使得部署更靈活。然而，方案3和方案4與方案2相似，可能存在合成器復(fù)雜性問(wèn)題。

• 方案5：信道柵格可以是每個(gè)NR頻帶和100 kHz支持的同步SCS最小公倍數(shù)的整數(shù)倍（即，假設(shè)同步SCS為15 kHz，則信道柵格為N*300 kHz）。即使合成器復(fù)雜性的問(wèn)題目前還沒(méi)有得到確認(rèn)，仍然可以假設(shè)這一要求是合理的。方案5可以滿(mǎn)足多種要求，例如降低合成器的復(fù)雜性，SS中心正好位于SS光柵位置之一。

• 方案6：信道柵格可以是每個(gè)NR頻帶和100 kHz支持的所有數(shù)據(jù)/控制SCS的最小公倍數(shù)的整數(shù)倍（即，假設(shè)所有SCS設(shè)置為15 kHz、30 kHz、60 kHz、120 kHz，則信道光柵為N*600 kHz）。與方案5類(lèi)似，方案6可以滿(mǎn)足多個(gè)要求，例如降低合成器的復(fù)雜性，SS中心正好位于SS柵格位置之一，盡可能保持同步信號(hào)的子載波與數(shù)據(jù)信道的子載波對(duì)齊。但是方案6和方案5有相同的缺點(diǎn)，即較大的信道柵格可能會(huì)影響部署靈活性。

稀疏頻率柵格（比信道柵格）意味著同步信號(hào)（SS：synchronization signal）的頻率中心不同于物理載波（PC：physical carrier）的頻率中心，這導(dǎo)致在獨(dú)立模式下使用更大的最小PC帶寬。這是因?yàn)镻C?帶寬中的可用子載波的數(shù)目應(yīng)該大于或等于（Ind_SS+N_SS/2）*2＝Ind_SS*2+N_SS，其中Ind_SS是PC中心子載波和SS中心子載波之間的頻率差，N_SS是如圖1所示的SS帶寬。較大的最小PC?帶寬將影響LTE頻譜的再利用，即帶寬低于最小PC帶寬的LTE頻譜只能由NR在非獨(dú)立模式下再利用。

很明顯，稀疏頻率柵格意味著更快的小區(qū)搜索，但會(huì)導(dǎo)致更高的最小系統(tǒng)帶寬要求。如圖2所示，其中假設(shè)100 kHz信道柵格和15 kHz SCS，可以看出，對(duì)于8000 kHz頻率柵格，最接近PC中心子載波的SS中心子載波的索引在最壞情況下為267。這意味著至少應(yīng)有596（=（267+62/2）*2）個(gè)可用子載波，并且最小PC 帶寬可以是10mhz（600個(gè)可用子載波）。另一方面，如果頻率柵格為2000khz，則最接近PC中心子載波的SS中心子載波的索引在最壞情況下為67，這意味著如上分析的最小PC 帶寬至少為5mhz。因此，在選擇特定頻帶的具體頻率柵格時(shí)，應(yīng)考慮降低小區(qū)搜索復(fù)雜度和增加最小物理載波帶寬之間的折衷。同時(shí)，可以考慮在PC帶寬較大的情況下應(yīng)用多個(gè)NR?SS，以進(jìn)一步減少小區(qū)搜索時(shí)間和復(fù)雜性。

一旦根據(jù)上述原則確定NR?SS的頻率位置，剩下的問(wèn)題是確定初始接入期間使用的其他信道的頻率位置。每個(gè)NR?SS應(yīng)配備一個(gè)NR?PBCH。NR?SS和相應(yīng)的NR?PBCH之間的相對(duì)位置是固定的，這樣就可以避免用于指示NR?PBCH位置的盲檢測(cè)的復(fù)雜性。

在初始接入期間，除NR?SS/PBCH以外的信道（例如，RAR、其他SI、剩余最小SI和相關(guān)控制信道）的資源分配應(yīng)僅在PC 帶寬的一部分內(nèi)完成，為了便于描述，該部分在下文中稱(chēng)為“virtual carrier”（VC）。這是因?yàn)?/span>初始接入的帶寬應(yīng)小于或等于UE接收帶寬的最小能力（例如20 MHz），這不應(yīng)像LTE中所做的那樣由最大PC 帶寬定義，因?yàn)镹R的PC 帶寬將比LTE的PC 帶寬大得多（例如100 MHz）。

另一個(gè)問(wèn)題是確定VC的頻率位置。一種可能性是為NR?SS和VC應(yīng)用相同的中心子載波，這避免了NR?PBCH中額外的信令開(kāi)銷(xiāo)以指示VC的頻率位置。然而，該方法將對(duì)VC的可用頻率資源量產(chǎn)生限制，特別是在如圖3-（a）所示的小PC 帶寬的情況下。另一個(gè)想法是為PC和VC應(yīng)用相同的中心子載波。盡管這種想法要求指示NR?PBCH中VC或PC的頻率位置，例如NR?SS和VC的中心子載波之間的偏移，它允許在初始接入期間資源分配的最大靈活性，因?yàn)槿绻鸙C的帶寬不超過(guò)UE接收帶寬的最小能力，則其可以盡可能大，如圖3-（b）所示。