5G 波形介紹

2021-06-29 09:12 作者:余網(wǎng)優(yōu)化 0人讀過 | 我要投稿

與LTE不同的是，NR在波形選擇方面，上下行都是使用正交子載波的波形，這樣設(shè)計有什么考慮嗎？

協(xié)議早在RAN1 #84會議上就定了基于OFDM的波形，而且需要支持多個numerology，但是否使用DFT-S-OFDM未下定論。

OFDM具有以下簡單列出的優(yōu)點，因此，LTE下行波形選擇OFDM。

1.?頻率選擇性資源調(diào)度

2.?靈活的時頻資源分配

3.?靈活參考信號設(shè)計

4.?低復雜度MIMO支持

LTE與NR設(shè)計理念的主要區(qū)別在于LTE以移動寬帶為主要用例，NR應(yīng)在單一技術(shù)框架內(nèi)支持各種垂直業(yè)務(wù)。因此，對于NR波形的決定，應(yīng)該考慮各個方面，具體而言，NR波形不僅有利于滿足獨立垂直業(yè)務(wù)的要求，而且還應(yīng)在載波帶寬內(nèi)提供復用多個垂直業(yè)務(wù)的靈活性。此外，我們還應(yīng)考慮到寬范圍的頻帶，高達100Ghz。

從LTE的經(jīng)驗來看，OFDM已經(jīng)在eMBB用例中得到了很好的證明。然而，NR的設(shè)計應(yīng)該比LTE提供更高的峰值數(shù)據(jù)速率和用戶體驗數(shù)據(jù)速率。為了滿足這些要求，需要對NR應(yīng)用更寬的帶寬或先進的MIMO技術(shù)。由于循環(huán)前綴的存在，OFDM使得循環(huán)卷積能夠在頻域進行信道均衡，從而能夠有效地應(yīng)對多徑衰落信道。因此，預(yù)期OFDM發(fā)射機和接收機將具有可接受的復雜度，同時支持更寬的帶寬。OFDM還支持具有高效的基于子載波的處理的低復雜度高級MIMO技術(shù)。

多垂直業(yè)務(wù)的多路復用

另一個需要考慮的方面是多個numerology 支持?；疽詴r間或頻分方式發(fā)送具有不同numerology 的物理信道。根據(jù)NR用例，基站可以將整個載波帶寬劃分為較小的子帶，并通過每個子帶以不同的numerology 傳輸物理信道。在這種情況下，每個子帶可能會受到相互的數(shù)間干擾，因為來自子帶的帶外發(fā)射（OOBE:out-of-band emission ）會對相鄰子帶產(chǎn)生影響。為了解決這一問題，最好是波形顯示良好的OOBE。從OOBE的角度來看，OFDM可以是一個很好的選擇，因為濾波或窗口可以簡單地減少OOBE，而不需要任何規(guī)范支持。

而在上行波形方面，與OFDM相比，SC-FDMA具有較低的峰均功率比（PAPR：peak-to-average power ratio ）和立方碼（CM：cubic metric ），因此被選擇用于LTE上行鏈路。低PAPR或CM導致高PA效率的增加，因為它需要較少的功率回退來避免傳輸信號的飽和。此外，低PAPR有利于大的上行鏈路覆蓋。然而，有其他替代技術(shù)來降低峰均比或避免峰均比的影響。數(shù)字預(yù)失真（DPD：Digital pre-distortion）和包絡(luò)跟蹤（ET：envelop tracking ）廣泛應(yīng)用于LTE UE。數(shù)字預(yù)失真是預(yù)先對功放前面的發(fā)射信號進行預(yù)失真，使非線性的影響在功放的輸出信號中得到補償；另一方面，ET通過控制輸入到功放的直流電流，根據(jù)輸入信號的功率來增加或減小功放的線性響應(yīng)范圍。

與SC-FDMA相比，采用OFDM進行上行鏈路有幾個優(yōu)點。

首先，如果上行鏈路和下行鏈路都使用OFDM，則上行鏈路和下行鏈路的物理信道可以設(shè)計成具有共同的結(jié)構(gòu)。例如，上行鏈路和下行鏈路物理信道可以具有沒有任何約束的單個解調(diào)參考信號（DMRS）結(jié)構(gòu)。在當前的LTE中，上行鏈路DMRS是帶有數(shù)據(jù)符號的TDMed。但是，由于兩個DMRS符號之間的時間間隔過大，因此這種上行鏈路DMRS容易由于高UE速度或大頻率偏移而受到大多普勒頻率的影響。

另一方面，如果將類似于LTE下行鏈路DMRS的DMRS模式應(yīng)用于上行鏈路，則基站可以成功地應(yīng)對高多普勒頻率或頻率偏移。此外，各種DMRS模式可用于支持各種UE速度。其次，對于動態(tài)TDD，有效的干擾管理是可能的。在動態(tài)TDD中，干擾情況經(jīng)常發(fā)生。一個示例是從在相鄰小區(qū)邊界中發(fā)射上行鏈路的UE到在另一小區(qū)邊界中接收下行鏈路信號的UE的干擾。在這種情況下，如果上行鏈路和下行鏈路都使用單個波形，則可以更有效地管理干擾。

第三，與SC-FDMA相比，OFDM有利于滿足URLLC的超低時延要求。SC-FDMA還需要UE側(cè)的DFT預(yù)編碼器和基站側(cè)的IDFT后編碼器，這會產(chǎn)生額外的延遲。由于URLLC需要相對較大的頻率資源來提高可靠性和縮短TTI，DFT預(yù)編碼器和后編碼器的延遲影響可能不可忽略。

第四，最后，考慮到SIDELINK通信，OFDM可能是比SC-FDMA更好的選擇，因為在UE側(cè)接收下行鏈路和sidelink都需要單個接收機。

如上所述，即使對于上行鏈路波形，OFDM也是優(yōu)選的。然而，SC-FDMA可以特別考慮用于某些場景，如mMTC。對于mMTC設(shè)備，DPD或ET的實現(xiàn)可能是不可行的，因為其復雜性很大。因此，SC-FDMA可以作為mMTC上行鏈路的一種選擇。由于SC-FDMA基本上是在IFFT之前具有DFT預(yù)編碼的OFDM，因此從基站和UE的角度來看，在給定的上行鏈路載波帶寬中支持SC-FDMA和OFDM是可能的。

現(xiàn)在的問題是，子載波是正交好還是非正交好呢？

采用改進的Rapp模型計算波形（PA模型）。對于低于6GHz的頻段，假設(shè)下行評估情況1a的參數(shù)如下。

如圖3所示，為了更好地反映擴頻效應(yīng)，在擴頻前用兩級上采樣和低通濾波器產(chǎn)生4x過采樣Tx信號。

如圖2所示，評估采用了3種類型的Tx濾波器。對于濾波后的OFDM，TxFIR、TxLPF1和TxLPF2在Tx端分別使用72?Tap、17?tap和10?tap濾波器。濾波器的時頻響應(yīng)如圖4所示。對于OQAM-FBMC，由于OQAM-FBMC固有地包括濾波操作，因此僅使用TxLPF1和TxLPF2濾波器來產(chǎn)生4x過采樣信號。在本次評估中，假設(shè)OQAM-FBMC的重疊因子等于4。