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過去，由于電子產(chǎn)品的工作頻率比較低，信號的上升時間比較長，互連線上的信號質(zhì)量不會受到影響，但是隨著電子器件工作頻率的不斷提高，致使傳輸信號的質(zhì)量受到嚴重的影響，如阻抗匹配等問題造成的反射，傳輸線間的影響而產(chǎn)生的串擾等。因此信號完整性問題幾乎成為所有高速電路設(shè)計必須面臨和解決的問題。

1.信號完整性基本概念

高速數(shù)字系統(tǒng)一般包括兩方面的定義：其一是指系統(tǒng)的工作頻率高；其二是指系統(tǒng)中的信號的邊沿(上升沿/下降沿)變化速率快。一般認為，當系統(tǒng)的工作頻率達到或者超過50MHz時，就稱為高速數(shù)字系統(tǒng)。然而更為重要的是，如果信號上升沿/下降沿的變化速率很快，那么即使系統(tǒng)的工作頻率很低也要被看作是高速數(shù)字系統(tǒng)。通常約定，如果信號在信號線中傳播延遲大于1/6信號驅(qū)動端的上升時間，則認為此類信號是高速信號并產(chǎn)生傳輸線效應(yīng)。

信號完整性(Signal Integrity，簡稱SI)是指信號在信號線上的質(zhì)量。當電路中信號能以要求的時序、持續(xù)時間和電壓幅度到達IC時，該電路就有很好的信號完整性。信號完整性差不是由某一單一因素導(dǎo)致的，而是板級設(shè)計中多種因素共同引起的。主要的信號完整性問題包括反射、振鈴、地彈、串擾等。

1.1反射的基本原理分析

信號在傳輸線上進行傳播時，若其路徑上的瞬態(tài)阻抗在某位置處發(fā)生變化，則信號就會在該位置處產(chǎn)生反射，這時部分信號將會反射回去，即往信號傳輸相反的方向傳播，這就是反射的原理。反射現(xiàn)象會對傳輸信號的質(zhì)量造成非常嚴重的影響，下面以下圖所示的反射電路模型來分析與信號反射有關(guān)的重要參數(shù)。圖中，傳輸線L被內(nèi)阻為RS的信號源VS驅(qū)動，傳輸線的特性阻抗為Z0，負載阻抗為ZL。

負載端阻抗與傳輸線阻抗不匹配會在負載端(B點)反射一部分信號回源端(A點)，反射電壓信號的幅值由負載反射系數(shù)ρL決定，如下式所示。

式中ρL稱為負載電壓反射系數(shù)，它是反射電壓與入射電壓之比。由上式可見，-1≤ρL≤1，且當ZL=Z0時，pL=0，這時就不會發(fā)生反射。ZL=Z0的情況稱為終端匹配。只要根據(jù)傳輸線的特性阻抗進行終端匹配，就能消除反射。從原理上說，反射電壓的幅度可以大到入射電壓的幅度，極性可正可負。當ZL<z0時，ρL<0，處于過阻尼狀態(tài)，反射電壓極性為負；當ZL>Z0時，ρL>0，處于欠阻尼狀態(tài)，反射電壓極性為正。

當從負載端反射回的電壓在到達源端時，如果源端阻抗與傳輸線的特征阻抗不匹配時，就將會產(chǎn)生另一次離開源端的反射，形成二次反射波，此時反射電壓的幅值由源反射系數(shù)ρS決定，如下式所示。

如果傳輸線源端和負載端都存在阻抗不匹配，信號將在源端和負載端之間來回反射，來回反射過程將需要一段比較長的時間才能達到穩(wěn)定狀態(tài)，這樣會對時序造成重要的影響。傳輸線上任一點上看到的信號由入射信號和反射信號疊加而成。

上圖描述了傳輸線上的多次反射。其中，TD為從源端到負載端的傳輸線的時間延遲。當信號源電壓為VS時，傳輸線上的初始電壓Vi的幅值取決于內(nèi)阻和線阻抗之間的分壓：

當t=TD時，初始電壓Vi到達了負載ZL，此時產(chǎn)生幅值為ρBVi的反射分量，它和初始電壓疊加在負載處產(chǎn)生總電壓ρBVi+Vi(其中ρB，是負載端的反射系數(shù))。而反射分量ρBVi又傳播回到源端，并在t=2TD時，產(chǎn)生一個由ρAρBVi決定的離開源端的反射分量(ρA是源端的反射系數(shù))。這時源端的電壓將是先前的電壓Vi加上來自反射的入射瞬態(tài)電壓ρBVi再加上反射波ρAρBVi。

1.2多次反射的分析

網(wǎng)格圖(有時稱為反彈圖)是用于解決帶線性負載傳輸線上多次反射的方法。以下圖所示的傳輸線為例。

與它相應(yīng)的網(wǎng)格圖如下圖所示。

左右兩側(cè)的垂直線分別代表了傳輸線的源端和負載端。垂直線之間的斜線代表了信號在源端和負載端之間來回反彈。圖從上到下表示時間的增加。注意：時間的增量等于傳輸線的時間延遲。圖中垂直線的頂部標識了反射系數(shù)，反射系數(shù)表示了傳輸線和負載之間的反射(從線看進負載)以及源端的反射系數(shù)。小寫字母表示沿著傳輸線傳播的反射信號的幅值，大寫字母表示源端看到的電壓，而帶撇號的大寫字母代表負載端看到的電壓。例如，線的近端將保持A伏的電壓，且持續(xù)時間為2N皮秒，其中N是傳輸線的時間延遲(TD)。電壓A就是初始電壓Vi，它將不變直到負載端的反射到達源端。電壓A'就是電壓a加上反射電壓b。電壓B就是初始電壓a、負載端的反射信號b和源頭端的反射信號c的總和。如此持續(xù)下去，最后負載端的電壓等于VSZL/(ZG+ZL)。

1.3欠載和過載傳輸線的多次反射

1.3.1欠載傳輸線的多次反射

當源端阻抗ZS比傳輸線阻抗Z0大時，稱為欠載傳輸線。例如，VS=5V，ZS=75Ω，傳輸線長28英寸(TD=5ns)，Z0=50Ω，負載開路，則負載端反射系數(shù)ρload=(ZL- Z0)/(ZL+ Z0)=1，源端反射系數(shù)ρsource=(ZS- Z0)/( ZS?+Z0)=0.2。當驅(qū)動器發(fā)射信號進入傳輸線時，傳輸線上呈現(xiàn)的初始電壓為A=a=Vinitial=VSZ0/(Z0+ZS)=2V；初始信號2V將沿著傳輸線向負載端傳播，在t=TD=5ns時到達負載，此特殊情況下，負載開路導(dǎo)致反射系數(shù)為1，整個信號被全部反射回源端，此時，負載端的信號為A'=2+2=4V；在 t=2TD=10ns時，2V反射信號到達源端，并產(chǎn)生新的反射分量c=2V*0.2=0.4V，此時，源端的電壓將是B=2+2+0.4=4.4V。反射和逆反射如此持續(xù)下去，直到電壓達到5V的穩(wěn)態(tài)值。下圖為仿真波形圖。

1.3.2過載傳輸線的多次反射

當源端阻抗ZS比傳輸線阻抗Z0小時，稱為過載傳輸線。例如，VS=5V，ZS=25Ω，傳輸線長28英寸(TD=5ns)，Z0=50Ω，負載開路，則負載端反射系數(shù)ρload=(ZL- Z0)/(ZL+Z0)=1，源端反射系數(shù)ρsource=(ZS-Z0)/(ZS+Z0)=-0.333。當驅(qū)動器發(fā)射信號進入傳輸線時，傳輸線上呈現(xiàn)的初始電壓為A=a=Vinitial=VSZ0/(Z0+ZS)=3.333V；初始信號3.333V將沿著傳輸線向負載端傳播，在t=TD=5ns時到達負載，整個信號被全部反射回源端，此時，負載端的信號為A'=3.333+3.333=6.666V；在t=2TD=10ns時，3.333V反射信號到達源端，并產(chǎn)生新的反射分量c=3.333V*(-0.333)=-1.101V，此時，源端的電壓將是B=3.333+3.333-1.101=5.565V。反射和逆反射如此持續(xù)下去，直到電壓達到5V的穩(wěn)態(tài)值。下圖為仿真波形圖?？梢钥吹截撦d端Vload產(chǎn)生“振鈴”效應(yīng)。

1.4電抗性負載的反射

1.4.1容性負載的反射

當傳輸線終端連接一個容性負載時，源端和負載端的波形將有一個與典型傳輸線響應(yīng)完全不同的形狀。實質(zhì)上，電容是時間相關(guān)負載，當信號到達電容時開始看起來是短路，而當電容完全充電之后看起來是開路。

下圖所示為容性負載傳輸線，負載電容CL為30pF，線長28英寸(TD=5ns)，驅(qū)動器和傳輸線阻抗都是50Ω。

源端(節(jié)點A)的初始電壓為Vi=VSZ0/(Z0+ZS)=2.5V；源端反射系數(shù)ρsource為0；負載端反射系數(shù)ρload在信號剛到達電容時為-1，電容完全充電之后為1。當t=TD=5ns時，幅值2.5V的初始信號已經(jīng)沿著傳輸線傳播到達容性負載，波形將被反射離開負載，反射量幅值為-2.5V，此時，信號在負載端(節(jié)點B)形成起始電壓2.5V+(-2.5V)=0V；當t>TD后電容開始以決定于τ的速度充電到穩(wěn)態(tài)值5V，τ是RC電路的時間常數(shù)，其中C是負載電容，R是傳輸線的特征阻抗Z0；當電容完全充電后類似于開路，反射系數(shù)將為1。開始于t=TD的負載電容(節(jié)點B)電壓如下式：

在t=2TD=10ns時，-2.5V反射信號到達源端，此時源端(節(jié)點A)的電壓將是2.5V+(-2.5V)=0V；然后隨著電容充電，源端電壓上升直到穩(wěn)態(tài)值5V。下圖為仿真波形圖。

1.4.2感性負載的反射

當一個串聯(lián)電感出現(xiàn)在傳輸線的電氣路徑時，如下圖所示，它也成了一個時間相關(guān)的負載。開始 t=0，電感就像開路。如果開始使用的是階梯電壓，則幾乎沒有電流流過電感，這使得反射系數(shù)為1。電感值的大小決定反射系數(shù)保持為1的時間，如果電感足夠大，信號的幅值將加倍。最后，電感將以決定于LR電路時間常數(shù)τ(其值為L/Z0)的速度釋放它的能量。

下圖為仿真波形圖。串聯(lián)電感分別取20nH、50nH和100nH時，通過仿真可以得到在節(jié)點A看到反射的幅值和衰減時間隨電感值增加而增加。

1.5抑制反射的措施

反射會在電路中造成很多問題，例如反射就是造成上沖、下沖和振蕩的直接原因。如下圖所示是反射信號與原信號疊加形成的上沖和下沖。因此，在高速電路設(shè)計中，如何有效地抑制反射就顯得非常重要。

1.5.1布線拓撲法

走線的拓撲結(jié)構(gòu)是指一根網(wǎng)線的布線順序及布線結(jié)構(gòu)。通常情形下，PCB走線可以選用下圖所示的幾種拓撲結(jié)構(gòu)。

(1)點到點

點到點的拓撲結(jié)構(gòu)，比較簡單，只要在驅(qū)動端或接收端進行適當?shù)淖杩蛊ヅ?通常情況下使用其中的一種就夠了，有的電路會出現(xiàn)要求同時使用兩種匹配的情況)，便可以得到較好的信號完整性。

(2)菊花鏈

當網(wǎng)絡(luò)的整個走線長度延遲小于信號的上升或下降時間時，可采用菊花鏈拓撲結(jié)構(gòu)，布線從驅(qū)動端開始，依次到達各接收端，實際設(shè)計，我們應(yīng)使菊花鏈布線中分支長度盡可能短。菊花鏈走線的優(yōu)點在于：占用的布線空間較小并可用單一電阻匹配終結(jié)；在控制走線的高次諧波干擾方面，效果較好。這種走線方式缺點是：布通率低，不容易100%布通；不同的信號接收端信號的接收是不同步的。

(3)星形

一個信號驅(qū)動器驅(qū)動多個信號接收器，并要求這多個信號接收器同時接收到信號時，一般要使用星形拓撲結(jié)構(gòu)，要求每個分支的接收端負載和走線長度L1盡量保持一致，每條分支上一般都需要終端電阻，終端電阻的阻值應(yīng)和連線的特征阻抗相匹配。這樣即使在非?？斓淖兓厍闆r下仍可以得到很好的性能。

星形拓撲結(jié)構(gòu)可以有效的避免時鐘信號的不同步問題，但在密度很高的PCB板上手工完成布線十分困難，可采用自動布線器完成星型布線。

(4)遠端分支

遠端分支跟星形類似，只不過分支是靠近接收端。在這種拓撲結(jié)構(gòu)中，也要限制遠端分支的長度L2，使分支上的傳輸延時小于信號的上升或下降時間。

(5)周期性負載

周期性負載的拓撲要求每段分支的長度L2足夠小，使分支上的傳輸延時小于信號的上升或下降時間。這種主干傳輸線和所有的分

支段組合起來的結(jié)構(gòu)可以看作為一段新的傳輸線，其特征阻抗要比原來主干傳輸線的特征阻抗小，傳輸速率也比原來的低，因此在進行阻抗匹配時要注意。

在實際的PCB設(shè)計過程中，對于關(guān)鍵信號，應(yīng)通過信號完整性分析來決定采用哪一種拓撲結(jié)構(gòu)。

除此以外，為了將電壓的過沖/下沖限制在合理的范圍內(nèi)(不超出穩(wěn)態(tài)值的10%～15%)，PCB設(shè)計布線時一般遵循以下原則：信號的上升時間要小于信號在傳輸線上來回引起的傳輸時延。即:

式中：

tr為信號的上升沿時間；

Lp為走線或傳輸線的長度(即信號的傳播距離)；

Tppd為傳輸線單位長度引起的時延。

1.5.2端接

根據(jù)傳輸線理論，傳輸線的長度滿足

時，就應(yīng)對傳輸線進行端接。上式中，L為傳輸線線長，tr為源端信號的上升時間，tpdL為傳輸線上每單位長度的帶載傳輸延遲。即當tr<2LtpdL時，從傳輸線的接收端反射回的反射波會在源端的電平轉(zhuǎn)移之前達到源端，從而疊加到源端信號上形成振鈴等信號完整性問題。因此，這時就需要使用端接以消除或減少反射。

通常，傳輸線的端接技術(shù)有兩種策略：

(1)使負載阻抗與傳輸線阻抗匹配；

(2)使源阻抗與傳輸線阻抗匹配，即串行端接。

負載端的反射系數(shù)和源端的反射系數(shù)為零，反射都會消除。策略(1)是消除了負載端的反射，即負載端的反射系數(shù)為0，消除了傳輸線上的一次反射。策略(2)則是消除了源端的反射，即源端的反射系數(shù)為0，消除了傳輸線上的二次反射。從系統(tǒng)設(shè)計的角度，應(yīng)首選策略(1)，因為這種策略消除了一次反射，從而可以減小傳輸線上的噪聲、電磁干擾；而策略(2)只是消除二次反射，因此傳輸線上的電壓為源信號和一次反射信號的疊加，其電壓和電流會比策略(1)時更大，電磁干擾也就更大。

1.串聯(lián)端接

串聯(lián)端接的形式如下圖所示。串聯(lián)端接方式指的是靠近源端的位置串聯(lián)一個電阻RT以匹配信號源端的阻抗，使源端的反射系數(shù)為零從而抑制從負載反射回的信號再次從源端反射回負載端。RT加上驅(qū)動源的輸出阻抗RS應(yīng)等于傳輸線阻抗Z0，即Z0=RT+RS。

串聯(lián)端接技術(shù)具有如下優(yōu)點：可提供較慢的上升時間，引起更小的剩余反射及更小的EMI；當驅(qū)動高容性負載時可提供限流作用，這種限流作用可以幫助減小地彈噪聲；每條線只需要一個端接電阻，無需直流電源相連接；當在走線終端上是集總負載或單一元件時，串聯(lián)終端是最佳選擇。

串聯(lián)端接的缺點是當信號邏輯轉(zhuǎn)換時，由于串聯(lián)電阻的分壓作用，在走線路徑中間，電壓僅是源電壓的一半，所以不能驅(qū)動分布式負載；由于在信號通路上加接了元件，增加了RC時間常數(shù)從而減緩了負載端信號的上升時間，因而不適合用于高頻信號通路(如高速時鐘等)。

2.并聯(lián)端接

并聯(lián)端接技術(shù)包括下拉和上拉并聯(lián)兩種方式。

下拉并聯(lián)端接(又稱簡單并聯(lián)端接)是簡單的在負載端加入一個下拉接地的電阻RT(Z0=RT)來實現(xiàn)終端匹配，如下圖所示。采用此端接的條件是驅(qū)動端必須能夠提供輸出高電平時的驅(qū)動電流以保證通過端接電阻的高電平電壓滿足門限電壓要求。

上拉并聯(lián)端接又稱主動并行端接，如下圖所示。在此端接策略中端接電阻RT(Z0=RT)將負載端信號拉至偏移電壓V。偏移電壓V的選擇依據(jù)是使輸出驅(qū)動源能夠?qū)Ω叩碗娖叫盘栍屑橙‰娏髂芰Α＿@種端接方式的缺點是需要一個具有吸、灌電流能力的獨立的電壓源來滿足輸出電壓的跳變速度的要求。在此端接方案中，如偏移電壓V為正電壓，輸入為邏輯低電平時有直流功率損耗，如偏移電壓V為負電壓，則輸入為邏輯高電平時有直流功率損耗。

3.戴維南端接

戴維南端接方式如下圖所示。它采用上拉電阻R1和下拉電阻R2構(gòu)成端接電阻，通過R1和R2吸收反射。R1和R2阻值的取值滿足如下條件：R1的最大值由可接收的信號的最大上升時間決定，R1的最小值由驅(qū)動源的吸電流數(shù)值決定。R2的選擇應(yīng)滿足當傳輸線斷開時電路邏輯高電平的要求。R1和R2的戴維南等效阻抗可表示為：

要求RT等于傳輸線特征阻抗Z0以達到最佳匹配。

戴維南端接方式能降低對源端器件驅(qū)動能力的要求，但由于在偏移電壓V和地之間連接的電阻R1和R2而一直在從系統(tǒng)電源吸收電流，因此直流功耗較大。戴維南端接在具有多個接收器及驅(qū)動器的工作網(wǎng)絡(luò)的總線上將會出現(xiàn)延遲增加的現(xiàn)象，這是由于連接到網(wǎng)絡(luò)上的所有器件提供了附加集總電容。

4.RC網(wǎng)絡(luò)端接

如下圖所示，RC網(wǎng)絡(luò)端接(也稱為交流端接)使用串聯(lián)RC網(wǎng)絡(luò)作為端接阻抗。端接電阻R要等于傳輸線阻抗Z0，電容C通常使用0.1uF的多層陶瓷電容，RC網(wǎng)絡(luò)的時間常數(shù)應(yīng)大于傳播延時的兩倍，即RC>2TD，這樣，反射將很小或被消除。

交流端接的好處在于電容阻隔了直流通路而不會產(chǎn)生額外的直流功耗，同時允許高頻能量通過而起到了低通濾波器的作用；缺點是 RC網(wǎng)絡(luò)的時間常數(shù)會降低信號的速率。

5.多負載端接

在實際電路中常常會遇到單一驅(qū)動源驅(qū)動多個負載的情況，這時需要根據(jù)負載情況及電路的布線拓撲結(jié)構(gòu)來確定端接方式和使用端接的數(shù)量。一般情況下可以考慮以下兩種方案。

如果多個負載之間的距離較近，可通過一條傳輸線與驅(qū)動端連接，負載都位于這條傳輸線的終端，這時只需要一個端接電路。如采用串行端接，則在傳輸線源端加入一串聯(lián)電阻即可，如下圖所示。

如采用并聯(lián)端接(以下拉并聯(lián)端接為例)，則端接位置應(yīng)選在離源端距離最遠的負載處，同時，線網(wǎng)的拓撲結(jié)構(gòu)應(yīng)優(yōu)先采用菊花鏈的連接方式，如下圖所示。

如果多個負載之間的距離較遠，需要通過多條傳輸線與驅(qū)動端連接，這時每個負載都需要一個端接電路。如采用串行端接，則在傳輸線源端每條傳輸線上均加入一串行電阻，如下圖所示。

如采用并聯(lián)端接(以簡單并聯(lián)端接為例)，則應(yīng)在每一負載處都進行端接，如下圖所示。

6.二極管并行端接

典型的二極管端接如下圖所示。使用二極管進行終端匹配不能消除反射而只能限制反射的幅度。二極管的低正向電壓降Vf將輸入信號鉗位到GROUND-Vf和VCC+Vf之間。這樣就顯著減小了信號的過沖和下沖的幅度。

使用二極管端接的好處是通過二極管鉗位減小過沖與下沖，不需要進行傳輸線的阻抗匹配，但是由于二極管的開關(guān)速度會限制響應(yīng)時間，因此不適用于高速電路。