前言：

? VIENNA整流器的常規(guī)控制策略目前都是需要采樣AC側(cè)的輸入電壓和電流，并用鎖相環(huán)獲取電網(wǎng)相位角度，再轉(zhuǎn)用大量的三角函數(shù)計(jì)算轉(zhuǎn)換到dq坐標(biāo)系進(jìn)行控制。然后使用dq解耦控制的方法分別控制id和iq，逆轉(zhuǎn)dq到abc三相的控制量后再使用SVM等其它PWM調(diào)制策略對功率級進(jìn)行控制。

?參考文獻(xiàn)：“VIENNA整流器控制策略綜述”。作者：陳亞愛，李子漩，周京華，吳杰偉（北方工業(yè)大學(xué) 北京市變頻技術(shù)工程技術(shù)研究中心，北京 100144）。

? 整個(gè)控制器的設(shè)計(jì)，需要大量的三角函數(shù)和坐標(biāo)系變換，還有最為關(guān)鍵的是鎖相環(huán)的設(shè)計(jì)。當(dāng)三相電網(wǎng)不平衡時(shí)，使用普通的SRF-SPLL基本不能勝任工作，輸出的dq上存在2次諧波影響電流的控制效果。如果電網(wǎng)的高次諧波和不平衡程度加大時(shí)，就需要使用DDSRF-SPLL來進(jìn)行正負(fù)序解耦控制，其控制策略的算法復(fù)雜程度再次提升，而且鎖相環(huán)也能完全克服電網(wǎng)頻率變化時(shí)的響應(yīng)速度，因此在惡劣電網(wǎng)環(huán)境，存在高次諧波和頻率突變時(shí)，或是發(fā)電機(jī)應(yīng)用等場景，依靠傳統(tǒng)vienna控制策略不在適用。更多鎖相環(huán)的內(nèi)容可見參考文獻(xiàn)。

參考文獻(xiàn)：“Performance analysis of SRF-PLL and DDSRF-PLL algorithms for grid interactive inverters“，作者：Fehmi Sevilmi? a,* and Hulusi Karaca a。

? 對于目前基于采樣輸入電壓以鎖相環(huán)來追蹤電網(wǎng)相角作為電流內(nèi)環(huán)參考的整流器控制方法的，控制復(fù)雜，計(jì)算量大等問題。提出一種無需采樣輸入電壓和追蹤電網(wǎng)相位角度和無需電流內(nèi)環(huán)的三相三電平Vienna整流器的控制方法，大幅度的簡化了整流器的控制，并且在控制上與電網(wǎng)解耦，能自動適應(yīng)復(fù)雜的電網(wǎng)環(huán)境，提升了整流器工作的魯棒性和靠性。

P1?PFC控制

? 三相三電平Vienna整流器可以等效的看作三個(gè)單相的三電平的BOOST變換器并聯(lián)工作，因?yàn)樽儞Q器是三電平的boost，所以對于Vienna整流器的分析思路可以按普通boost的方法。在高功率因數(shù)整流器的控制上，實(shí)現(xiàn)的主要目的是為了輸入電流的相位和頻率跟蹤上電網(wǎng)的電壓相位，就是等于讓變換器的輸入阻抗等同于阻性，實(shí)現(xiàn)電流與電壓的同相工作。因此，如果可以讓變換器的輸入阻抗呈現(xiàn)阻性，而非感性或容性，即可實(shí)現(xiàn)輸入電流自動跟隨電網(wǎng)電壓相位和頻率。從阻抗分析，不論是感性阻抗還是容性阻抗，都存在虛數(shù)導(dǎo)致產(chǎn)生相位的超前滯后問題，只有電阻不會有相位的問題，因此在控制上能消除變換器的輸入阻抗的傳遞函數(shù)中的虛數(shù)成分，即可達(dá)到輸入阻抗呈現(xiàn)電阻性的特征。以電流連續(xù)模式工作的boost變換器來看：

CCM狀態(tài)下是電感電流和開關(guān)周期示意圖：

根據(jù)占空比公式易得：

可以推出輸入與輸出的關(guān)系為：

其中：

? 在CCM BOOST電感平均電流iL經(jīng)過輸入側(cè)的低通濾波器后基本等于輸入電流Iin即為：

? 輸入阻抗與輸出電壓、電感電流、開關(guān)關(guān)閉階段的占空比Doff有關(guān)系，在實(shí)際工作上因輸出電壓vout是固定值，因此輸入阻抗的分析可以認(rèn)為與Doff和iL有關(guān)系。

? 在PWM調(diào)制策略上，通過直接控制Toff在周期內(nèi)的時(shí)間來實(shí)現(xiàn)對系統(tǒng)控制。其中Toff由控制環(huán)路發(fā)出的Vc*Tsw得到，即Toff = Vc * Tsw。從輸入阻抗來看：Zin =?(Vout * Doff) / iL，分母iL是電感電流，該電流與輸入和電壓電壓和開通關(guān)閉時(shí)間有關(guān)，在不考慮均壓環(huán)的輸出時(shí)iL =?(Vin * Ton)?/ Lf，不可避免會引入電感阻抗的虛數(shù)變量，因此要輸入系統(tǒng)的輸入阻抗為常數(shù)，必須要消除iL對輸入阻抗的影響。通過把Toff的控制量Vc與iL建立關(guān)系，下式中vloop是控制輸出電壓穩(wěn)定的電壓外環(huán)的輸出：

把該關(guān)系帶入阻抗公式：

? 可見：當(dāng)把Doff設(shè)計(jì)為iL/Vloop后，并以上圖的PWM策略發(fā)波，通過Doff控制量去與PWM載波比較，Toff取Doff控制量小于PWM載波的時(shí)間，Ton取Doff控制量大于PWM載波的時(shí)間。CCM的boost輸入阻抗已經(jīng)轉(zhuǎn)化為Zin = Vout / Vloop，不再與電感或電感電流有關(guān)系，并且Vout輸出電壓在穩(wěn)態(tài)工作是常數(shù)，是變化速度很慢的量，可近視成固定值，而電壓環(huán)的輸出Vloop在穩(wěn)態(tài)工作時(shí)也是變化速度很慢的量，可視為直流量來做分析，因此易得此時(shí)系統(tǒng)的輸入阻抗為一常數(shù)，是阻性特征。

? 由于三相三電平vienna整流器可以當(dāng)作三個(gè)三電平的單相boost分析，本文提出的基于輸入阻抗的控制方法：僅需采樣三相輸入電流和輸出側(cè)正負(fù)直流母線電壓用于實(shí)現(xiàn)整流器的控制，無需采樣輸入電壓，也無需使用鎖相環(huán)和坐標(biāo)系變化的方法來實(shí)現(xiàn)高功率因素整流器的控制。Toff的控制量是Doff = iL/Vloop，當(dāng)電流傳感器放在電感后面會引入開關(guān)電流紋波，為了提升控制效果還需使用轉(zhuǎn)折頻率Fc為4~6KHz的低通濾波器來抑制采樣電流中的開關(guān)頻率級別的電流紋波，目的是控制器采取得到越接近Iin的信號控制效果越好，可見下圖是Vienna整流器的功率級和電感電流和輸出電壓的采樣信號。

? 下圖是本文提出的核心控制方法，三相電感的電流iABC經(jīng)過LPF低通濾波器處理后加上輸出側(cè)直流電壓平衡的均壓環(huán)輸出，再取絕對值后除以Vloop，構(gòu)建出帶中點(diǎn)電壓平衡控制的vienna整流器的輸入阻抗控制策略的Doff核心控制量：

? 由于除法可能會產(chǎn)生大于1或小于0.05的輸出，這樣會導(dǎo)致PWM輸出最大或最小占空比會損壞功率級，因此對Doff做限幅處理后，設(shè)置Doff最大為0.995，最小為0.05。用Doff的輸出量乘以開關(guān)周期長度TBPRD再與PWM載波信號比較得到開關(guān)管的Ton和Toff時(shí)間。

控制器運(yùn)行：

? CH1中綠、藍(lán)、紅分別為三相輸入電壓，CH2中綠、藍(lán)、紅分別為控制器核心輸出的Doff和黃色的PWM調(diào)制波，CH3為三相開關(guān)管的PWM驅(qū)動信號。

??可見在下圖這個(gè)時(shí)刻，A相為正向、B相馬上要過零、C相處于負(fù)向區(qū)域，正好對應(yīng)著A相的Doff最大、B相次之，C相的Doff最小，PWM的驅(qū)動信號輸出是取PWM載波大于Doff的邏輯，再然后分別去控制三相的開關(guān)管，實(shí)現(xiàn)三相三電平Vienna的整流器控制方法。

運(yùn)行波形：

CH1為輸入三相交流電源、CH2為三相輸入電流、CH3為直流側(cè)輸出電壓，CH4為橋臂之間電壓。

?直流側(cè)控制器可使用比例積分PI控制器，輸出為Vloop信號，與iL一起實(shí)現(xiàn)對系統(tǒng)的輸入阻抗進(jìn)行控制?？芍?dāng)直流側(cè)負(fù)載功率增大時(shí)，輸出電壓會下降，因此PI控制器會增大Vloop的輸出，使得系統(tǒng)的輸入阻抗根據(jù)控制公式Vout/vloop變小，使得輸入電流和功率增大，實(shí)現(xiàn)功率平衡，當(dāng)輸出功率減少時(shí)Vloop的輸出也會減少，輸入阻抗根據(jù)控制公式Doff = Vout/vloop增大系統(tǒng)的輸入阻抗，來實(shí)現(xiàn)對直流側(cè)電壓的閉環(huán)控制。

P2 基于輸入阻抗的Vienna整流器的輸出側(cè)直流電壓中點(diǎn)平衡控制策略

? 當(dāng)正負(fù)直流母線負(fù)載的不等時(shí)，會導(dǎo)致直流側(cè)兩個(gè)電壓不均衡，使得一個(gè)電容電壓高一個(gè)電容電壓低，使系統(tǒng)失去可靠性和穩(wěn)定性。為了解決直流側(cè)電壓不均衡的問題，本文提出增加直流側(cè)正負(fù)電壓的均壓環(huán)，用均壓環(huán)的輸出Diff補(bǔ)償系統(tǒng)的輸入阻抗，從而影響流入電流和功率，實(shí)現(xiàn)直流側(cè)的電壓均衡?？芍?dāng)直流側(cè)的負(fù)載由平衡狀態(tài)變?yōu)椴黄胶鈺r(shí)，正負(fù)直流側(cè)負(fù)載電阻發(fā)生變化。從而輸出電壓也變化，易知當(dāng)均壓環(huán)還未動作時(shí)，負(fù)載減弱時(shí)直流側(cè)電壓會升高，反之負(fù)載加重直流側(cè)電壓會下降。因此均壓環(huán)很快會發(fā)現(xiàn)兩者直流母線的電壓存在差值，并根據(jù)減法操作判斷方向，如正向電壓大于負(fù)向電壓時(shí)，意味著正向直流母線的負(fù)載電阻增大。為了降低正向直流母線電壓上升，只需降低正向相位的輸入電流，即可實(shí)現(xiàn)功率平衡。而AC正向電流降低，在控制上只需增大正向的輸入阻抗即可，也就是加大Doff來實(shí)現(xiàn)。因此本文提出使用均壓環(huán)的輸出去補(bǔ)償電感電流來實(shí)現(xiàn)對阻抗的調(diào)整方法，可見：

上式中：Diff變?yōu)樨?fù)向即可減小Doff，反之則可以加大Doff，以此實(shí)現(xiàn)對輸入阻抗的影響來實(shí)現(xiàn)功率均衡，實(shí)現(xiàn)直流側(cè)在負(fù)載不平衡時(shí)的均壓控制。

下圖是系統(tǒng)由負(fù)載平衡切換到正向直流母線負(fù)載減弱，負(fù)向直流母線負(fù)載不變的中點(diǎn)電壓平衡策略的運(yùn)行情況。

CH1 綠色是正向直流母線電壓，紅色是負(fù)向直流母線電壓。

CH2 綠色是A相輸入電流，紅色是均壓環(huán)的輸出，在負(fù)載平衡時(shí)是輸出0，負(fù)載不平衡時(shí)調(diào)節(jié)到-4.2A。

CH3 綠色是iL_A+Diff的輸出，可見正向峰值被減弱，負(fù)向峰值加大，從而影響輸入變換器在不同AC相位時(shí)的輸入阻抗。

CH4 是A相的Doff

下圖是由負(fù)載不平衡過渡到負(fù)載平衡的情況，可見均壓環(huán)的輸出減少到0，不再影響輸入阻抗和功率。

? 本文以輸入阻抗的控制來實(shí)現(xiàn)高功率因素整流的功能，又因?yàn)榭刂品椒ㄉ吓c電網(wǎng)解耦，也沒有傳統(tǒng)意義上的電流內(nèi)環(huán)，因此更容易適應(yīng)電網(wǎng)高次諧波、缺相、電網(wǎng)不平衡、頻率和幅度變化的發(fā)電機(jī)應(yīng)用場景，下面是復(fù)雜和電網(wǎng)環(huán)境測試，在這種情況下傳統(tǒng)基于鎖相環(huán)和dq控制的方法非常難以保證可靠和優(yōu)秀的控制性能。

P3 更多測試：

CH1是三相輸入電壓，CH2是三相輸入電流，CH3是Doff和PWM載波，CH4是橋臂PWM電壓，CH5是直流側(cè)輸出電壓800V

1、三相電壓平衡無高次諧波滿負(fù)載啟動：

2、三相電壓疊加3/5次諧波滿負(fù)載運(yùn)行：

3、三相電壓疊加3/5次諧波+缺相滿負(fù)載運(yùn)行：

4、三相電壓不平衡滿負(fù)載啟動：

5、三相電壓不平衡+頻率50>400Hz突變

6、三相電壓不平衡+頻率400>50Hz突變

小結(jié)：提出一種無需采樣輸入電壓和追蹤電網(wǎng)相位角度和無需電流內(nèi)環(huán)的三相三電平Vienna整流器的控制方法，大幅度的簡化了整流器的控制，并且在控制上與電網(wǎng)解耦，能自動適應(yīng)復(fù)雜的電網(wǎng)環(huán)境，提升了整流器工作的魯棒性和靠性。本文提出的基于輸入阻抗的Doff控制方法，以簡單的方法實(shí)現(xiàn)了高功率的三相三電平Vienna整流器的控制，并對電網(wǎng)高次諧波、缺相、不平衡、頻率變化、電壓瞬變等場景表現(xiàn)出了非常優(yōu)秀的性能。

參考文獻(xiàn)：

1、NCP1654 DS

2、VIENNA整流器控制策略綜述”。作者：陳亞愛，李子漩，周京華，吳杰偉（北方工業(yè)大學(xué) 北京市變頻技術(shù)工程技術(shù)研究中心，北京 100144）

3、Performance analysis of SRF-PLL and DDSRF-PLL algorithms for grid interactive inverters“，作者：Fehmi Sevilmi? a,* and Hulusi Karaca