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基于MCHP 16bit dspic33系列全數(shù)字控制同步Buck入門(mén) （下）

2023-07-10 09:00 作者:電子星球-官方 0人讀過(guò) | 我要投稿

利用mcc完成關(guān)鍵外設(shè)配置

MCC配置要求：

實(shí)現(xiàn)主頻200MHz，F(xiàn)cy=100MIPS；

PWM采用獨(dú)立邊沿工作方式，獨(dú)立輸出，時(shí)鐘源選擇APLL=500MHz，高精度250ps，工作頻率350kHz，死區(qū)100ns，PWM1 trigger1作為ADC的出發(fā)源，CMPA作為觸發(fā)點(diǎn)。Duty Cycle作為Data Update;

ADC時(shí)鐘源為66.6MHz，轉(zhuǎn)換完成進(jìn)中斷執(zhí)行3p3z算法。

1.MPLAB X IDE開(kāi)發(fā)環(huán)境的下載安裝以及MCC的安裝使用請(qǐng)參考附件。

2.系統(tǒng)時(shí)鐘配置

主頻配置200MHz，由于每?jī)蓚€(gè)時(shí)鐘周期執(zhí)行一條指令，所以工作頻率是100MIPS。輔助時(shí)鐘設(shè)置為500MHz，作為PWM外設(shè)的時(shí)鐘源，那么PWM默認(rèn)的分辨率就是2ns；如果是使能高精度，那么就是500MHz X 8,分辨率為250ps。

關(guān)于時(shí)鐘詳細(xì)配置信息如下：

點(diǎn)擊左邊“system module”，在右邊進(jìn)行參數(shù)配置

3.PWM外設(shè)配置

在下面的device source里面找到PWM外設(shè)，然后點(diǎn)擊前面的“+”，這樣就把PWM外設(shè)添加到peripheral里面去了，PWM時(shí)鐘源設(shè)置如下（默認(rèn)500MHz）：

關(guān)于PWM MCC更詳細(xì)的配置和使用，請(qǐng)參考附件。

4 ADC的配置

同PWM外設(shè)一樣，添加ADC外設(shè)。

每個(gè)SAR ADC內(nèi)核的最大工作時(shí)鐘頻率限制為70 MHz。因此，所選的時(shí)鐘設(shè)置必須能夠提供大于14.3 ns的內(nèi)核時(shí)鐘周期TADCORE，否則會(huì)有告警。

配置分頻比,需要在寄存器中進(jìn)行設(shè)置。

這樣，就PWM和ADC外設(shè)配置完畢了，如果要對(duì)pin腳進(jìn)行管理，點(diǎn)擊左上角pin module，可以看到pin module的情況，比如要設(shè)置那個(gè)pin為輸出或者輸入，對(duì)管腳的定義都是在這里進(jìn)行。比如RD13設(shè)置為輸出，利用IO翻轉(zhuǎn)判斷是否有進(jìn)入中斷。

設(shè)置好后點(diǎn)擊"generate"，會(huì)自動(dòng)產(chǎn)生底層配置代碼，如下：

這樣，關(guān)于電源兩個(gè)最重要的外設(shè)PWM和ADC進(jìn)行配置完畢……

原文鏈接：https://www.dianyuan.com/eestar/article-688.html

完成Sync Buck 閉環(huán)工作

上一篇已經(jīng)介紹如何完成關(guān)鍵外設(shè)的MCC初始化配置，這篇文章介紹如何讓同步buck完成閉環(huán)工作。

同步Buck工作于VMC控制，整個(gè)控制策略為工作頻率350KHz，PWM觸發(fā)ADC對(duì)輸出電壓進(jìn)行采樣，ADC模塊完成采樣-保持-轉(zhuǎn)換之后觸發(fā)中斷服務(wù)程序（ISR），去執(zhí)行3p3z的算法，最后完成占空比的改寫(xiě)。

電路示意圖如下：

采樣到占空比更新如下：

下面開(kāi)始軟件算法的配置。

1.輔助工作寄存器的初始化。

對(duì)于新的dsPIC33CK系列器件來(lái)說(shuō)，由于添加了備用工作寄存器因而性能得以進(jìn)一步提升。這些器件提供四個(gè)額外的工作寄存器存儲(chǔ)區(qū)，每個(gè)區(qū)域各有 15 個(gè)工作寄存器，也可作永久寄存器使用。這意味著在器件初始化階段就可以將諸如鉗位限制、縮放因子、指針系數(shù)等數(shù)據(jù)預(yù)先加載到合適的備用工作寄存器中。然后我們可以將這些寄存器區(qū)域關(guān)聯(lián)至一個(gè)既定的中斷優(yōu)先級(jí)，使得只有控制環(huán)路軟件才有機(jī)會(huì)進(jìn)行訪(fǎng)問(wèn)。這樣就消除了將工作寄存器推入/彈出堆棧的需要，也將減少在執(zhí)行補(bǔ)償算法時(shí)將數(shù)據(jù)輸入工作寄存器所需的開(kāi)銷(xiāo)。

2.補(bǔ)償器初始化

a)變量申明

兩個(gè)數(shù)組被創(chuàng)建，一個(gè)包含AB系數(shù)在X空間；另一個(gè)控制和誤差值的歷史數(shù)值在Y空間。

b）3p3z控制器初始化

在使用控制器之前，必須先對(duì)其進(jìn)行初始化。首先，必須初始化系數(shù)數(shù)組，其次是誤差并且需要清除控制歷史記錄數(shù)組，第三，必須初始化備用工作寄存器

以下指令初始化系數(shù)數(shù)組（請(qǐng)注意，系數(shù)是通過(guò)仿真工具獲得的，比如DCDT/MATHCAD/MATLAB），在c應(yīng)用程序文件中執(zhí)行如下：

其次，誤差和控制歷史記錄數(shù)組需要清除?？梢酝ㄟ^(guò)創(chuàng)建一個(gè)宏并在軟件中調(diào)用它。

3.ADC中斷執(zhí)行3p3z算法

PWM觸發(fā)ADC采樣，轉(zhuǎn)換完畢進(jìn)中斷執(zhí)行ISR。

工作波形：

350kHz 互補(bǔ)PWM

中斷執(zhí)行算法的時(shí)間

實(shí)際電路板工作

對(duì)環(huán)路進(jìn)行掃描的Bode圖如下，穿越頻率11kHz,相位余量53.97°。

執(zhí)行3p3z環(huán)路bode圖

至此，整篇數(shù)字電源同步Buck入門(mén)專(zhuān)題算是告一段落，歡迎各位提出意見(jiàn)與交流，謝謝大家！

原文鏈接：https://www.dianyuan.com/eestar/article-694.html

電壓控制模式的ADC觸發(fā)優(yōu)化

如下圖是一個(gè)典型的同步Buck數(shù)字控制電壓?jiǎn)苇h(huán)閉環(huán)系統(tǒng)示意圖。整個(gè)數(shù)字控制系統(tǒng)對(duì)外部元件的延遲環(huán)節(jié)會(huì)造成PWM信號(hào)和反饋紋波之間的相移，也就是整個(gè)從采樣到發(fā)波階段有RC濾波延遲、ADC采樣延遲、環(huán)路計(jì)算、PWM發(fā)波等各個(gè)環(huán)節(jié)的延遲，這些延遲環(huán)節(jié)的組合就是造成反饋與發(fā)波之間的相移的最大影響環(huán)節(jié)。由于大部分延遲環(huán)節(jié)一般由硬件造成，比如PWM模塊/Driver/RC濾波器等，無(wú)法通過(guò)軟件去修改，雖然可以修改控制器代碼和參數(shù)去優(yōu)化，但是過(guò)于復(fù)雜，不方便調(diào)試和演示，所以我們從最簡(jiǎn)單方便的ADC觸發(fā)位置對(duì)相位影響開(kāi)始。

ADC模塊雖然也會(huì)產(chǎn)生固定的延遲時(shí)間，一般就是采樣-保持-轉(zhuǎn)換環(huán)節(jié)，如果時(shí)鐘源選定，那么這個(gè)時(shí)間也相對(duì)固定。主要是ADC的觸發(fā)位置影響整個(gè)從采樣到更新的延遲時(shí)間，而ADC的觸發(fā)時(shí)刻是可以在軟件中進(jìn)行靈活配置的，所以ADC的觸發(fā)位置是我們這次分析的相位損失的重點(diǎn)。在之前，我們先看一下ADC模塊的固定延遲時(shí)間。

這個(gè)是模擬信號(hào)轉(zhuǎn)化為數(shù)字信號(hào)的過(guò)程，主要是通過(guò)ADC模塊進(jìn)行。ADC什么時(shí)候開(kāi)始轉(zhuǎn)化它需要一個(gè)觸發(fā)信號(hào)，這個(gè)觸發(fā)信號(hào)至關(guān)重要?？梢悦黠@的看到連續(xù)模擬信號(hào)經(jīng)過(guò)ADC模塊，變?yōu)閿?shù)字離散的值，在這個(gè)過(guò)程中就引入了一個(gè)采樣-保持和轉(zhuǎn)換的延遲時(shí)間，對(duì)離散的采樣點(diǎn)進(jìn)行重構(gòu)，就得到了時(shí)移后的曲線(xiàn)（紅色延遲曲線(xiàn)）。

這個(gè)是驅(qū)動(dòng)延時(shí)對(duì)采樣信號(hào)影響的示意圖。

控制器的PWM信號(hào)發(fā)生器在產(chǎn)生的信號(hào)邊沿和實(shí)際開(kāi)關(guān)邊沿之間存在一定的傳輸延遲。如果被采樣值是一個(gè)很大的斜坡，那么就會(huì)產(chǎn)生非常明顯的相位滯后（如圖中紅色全表示的地方）

這是一個(gè)典型的控制環(huán)路示意圖，藍(lán)色波形是上管驅(qū)動(dòng)信號(hào)，綠色波形是控制環(huán)路示意圖?，F(xiàn)在我們假設(shè)ADC的觸發(fā)值從PWM時(shí)基開(kāi)始計(jì)數(shù)的時(shí)候進(jìn)行觸發(fā)，也就是觸發(fā)寄存器的值為0。在ADC模塊被觸發(fā)后，它就開(kāi)始對(duì)輸出電壓進(jìn)行采樣，然后進(jìn)行轉(zhuǎn)換，所以這個(gè)時(shí)間為采樣-保持-轉(zhuǎn)換的時(shí)間。ADC轉(zhuǎn)換完成之后可以設(shè)置為自動(dòng)進(jìn)中斷去執(zhí)行3p3z的控制環(huán)路代碼，計(jì)算完畢之后將輸出結(jié)果對(duì)數(shù)據(jù)寄存器進(jìn)行回寫(xiě)。所以時(shí)間t1是整個(gè)環(huán)路執(zhí)行的時(shí)間。然后就退出中斷處理，在這個(gè)過(guò)程中數(shù)據(jù)寄存器的值是沒(méi)有被更新的，需要一直等到下個(gè)周期的SOC信號(hào)來(lái)才會(huì)被刷新到Duty的數(shù)據(jù)寄存器。所以，從采樣到計(jì)算到數(shù)據(jù)寄存器的更新，延遲了一個(gè)整個(gè)周期，所以它的相位損失為如圖表達(dá)式。這里的時(shí)間t1是環(huán)路執(zhí)行時(shí)間，t2是數(shù)據(jù)回寫(xiě)窗口時(shí)間。

ADC的采樣轉(zhuǎn)換時(shí)間基本固定，如果控制器不變，那么它的執(zhí)行時(shí)間也基本保持不變，現(xiàn)在我們可以改變的時(shí)間t2，那么我們可以通過(guò)調(diào)節(jié)ADC的觸發(fā)位置，向后移動(dòng)，那么t2的時(shí)間就會(huì)縮短，這樣就可以減少?gòu)牟蓸拥郊拇嫫鞲碌难舆t時(shí)間。

這個(gè)是將ADC觸發(fā)位置設(shè)置為環(huán)路執(zhí)行完畢，數(shù)據(jù)回寫(xiě)后立馬就對(duì)寄存器進(jìn)行更新，也就是將t2的時(shí)間可以縮到最短，如果是SOC更新模式，那么這個(gè)觸發(fā)點(diǎn)是最小相位損失。如果知道中斷執(zhí)行的時(shí)間，那么我們可以通過(guò)設(shè)置TRIG寄存器的值進(jìn)行最佳的觸發(fā)點(diǎn)設(shè)置。大家要知道，這個(gè)只是針對(duì)相位損失減少的設(shè)置，其實(shí)觸發(fā)點(diǎn)的設(shè)置還有很多其他的考量因素，如果我必須采樣沿的位置，當(dāng)設(shè)置的TRIG寄存器的值大于計(jì)算的占空比值，那么它就采到PWM關(guān)斷時(shí)期的位置，會(huì)對(duì)控制產(chǎn)生一定的影響。還有比如平均電流控制的PFC，需要采電感電流的中點(diǎn)位置，為了保持時(shí)刻保持中點(diǎn)位置的采樣，TRIG寄存器的值每個(gè)Duty都在被更新，這樣也無(wú)法保證上圖中的效果。所以，這篇文章主要是方便大家理解延遲環(huán)節(jié)對(duì)相位損失的影響，大家在做實(shí)際項(xiàng)目的時(shí)候，還需要綜合考量。

如果我們繼續(xù)將ADC觸發(fā)的采樣點(diǎn)往時(shí)間軸后移，等環(huán)路計(jì)算完畢下一個(gè)周期已經(jīng)開(kāi)始了，如果繼續(xù)采用SOC更新模式，那么它會(huì)在隔一個(gè)周期后進(jìn)行更新，也就是說(shuō)在當(dāng)前周期進(jìn)行采樣后需要在第三個(gè)周期進(jìn)行更新，這樣就會(huì)造成更大的相位損失余量。那么我們就需要設(shè)置為立即更新模式。針對(duì)占空比的立即更新模式，舉個(gè)例子，當(dāng)前占空比為75%，如果計(jì)算得出的占空比為55%，那么PWM脈沖就會(huì)被立即關(guān)閉，但是有個(gè)前提，后面會(huì)提到。如果計(jì)算得出的占空比大于55%，比如85%，那么當(dāng)前周期的占空比會(huì)更新到85%，但是，如果PWM脈沖已經(jīng)完成，則占空比的立即更新將延遲到下一個(gè)周期。如果通過(guò)寫(xiě)入較小的占空比以此來(lái)縮短PWM脈沖，且時(shí)基的計(jì)數(shù)已超過(guò)新的占空比值（但尚未達(dá)到原始占空比的計(jì)數(shù)值），則將忽略下降沿比較時(shí)間。當(dāng)前PWM周期內(nèi)將得到100%占空比。

最后附一張不同觸發(fā)點(diǎn)的實(shí)測(cè)Bode圖

大家如果有興趣觀(guān)察ADC觸發(fā)位置對(duì)不同相位的影響，可以觀(guān)看本人視頻“手把手系列”ADC觸發(fā)優(yōu)化的實(shí)驗(yàn)視頻。謝謝！

原文鏈接：https://www.dianyuan.com/eestar/article-3769.html

電壓控制模式下的自適應(yīng)增益控制（AGC）

如下是同步Buck電壓?jiǎn)苇h(huán)控制的原理圖，相信大家對(duì)這個(gè)原理也不陌生了，因?yàn)橐呀?jīng)采用多次了。我們分別看一下這種控制方式的優(yōu)缺點(diǎn)。

電壓控制模式的優(yōu)點(diǎn)：

1.PWM三角波幅值較大，脈沖寬度調(diào)節(jié)時(shí)具有較好的抗噪性；

2.對(duì)于多路輸出電源，它們之間的交叉調(diào)整率比較好；

3.單一反饋電壓閉環(huán)設(shè)計(jì)，調(diào)試比較容易。

電壓模式缺點(diǎn)：

電壓控制模式環(huán)路控制中由于不涉及到輸入電壓的變化，也就是說(shuō)輸入電壓并沒(méi)有直接參與反饋環(huán)路的閉環(huán)控制，因此，線(xiàn)性調(diào)整率不好，輸入電壓突變時(shí)的響應(yīng)較慢。（什么是線(xiàn)性調(diào)整率？它就是反映輸入電壓的變化導(dǎo)致輸出電壓的相對(duì)變化量）

那么如何對(duì)電壓控制模式的缺點(diǎn)進(jìn)行改善？

我們可以對(duì)輸入電壓進(jìn)行采樣，進(jìn)行一個(gè)電壓前饋模式控制的PWM技術(shù)，改善線(xiàn)性調(diào)整率，也就是我們所說(shuō)的自適應(yīng)增益控制。它可以提供具有高度靈活性和可擴(kuò)展性的自適應(yīng)反饋環(huán)路增益調(diào)節(jié)，讓電路在不同輸入電壓下具有類(lèi)似的增益曲線(xiàn)，使電路具有更高的穩(wěn)定性。

其實(shí)自適應(yīng)增益控制的用途很廣泛，一般在模擬控制中，零極點(diǎn)的位置由電容電阻的組合來(lái)決定。一旦組合值確定，那么它的零極點(diǎn)補(bǔ)償?shù)奈恢靡矝Q定了。但是在實(shí)際應(yīng)用中，比如VMC的Buck電路，輸入電壓的變化、溫度變化引起輸出電容ESR的變化等都會(huì)影響實(shí)際功率級(jí)的增益和相位，還有就是在PFC應(yīng)用當(dāng)中，有些磁芯的抗直流偏置的能力比較弱，輸入交流電壓在過(guò)零點(diǎn)和峰值點(diǎn)對(duì)應(yīng)的電感量有很大的差別，根據(jù)PFC功率級(jí)的傳遞函數(shù)可以看出，整個(gè)功率級(jí)的增益是跟隨輸入電壓實(shí)時(shí)變化的。模擬控制往往只能采取一套靜態(tài)的環(huán)路參數(shù)（用于補(bǔ)償?shù)碾娙蓦娮杌敬_定），那么很難保證電源在整個(gè)工作范圍的穩(wěn)定可靠工作。

這個(gè)時(shí)候如果采用數(shù)字控制，那么可以在算法當(dāng)中引入根據(jù)不同工作條件而調(diào)節(jié)不同的環(huán)路參數(shù)，這樣就可以保證電源在整個(gè)工作范圍區(qū)間穩(wěn)定可靠的工作，數(shù)字控制的靈活性得到了完美的體現(xiàn)。

在電壓控制模式中，那么輸入電壓使如何影響增益變化的？哪些因素會(huì)使增益隨輸入電壓下降？

一般我們認(rèn)為，增益的大小可以描述為在一定時(shí)間內(nèi)提供一定功率的能力，在低壓輸入情況下，輸入電壓越低，電感電流的斜坡越?。辉鲆娴拇笮≡叫?。下面是在不同輸入電壓下測(cè)試的電壓環(huán)路Bode曲線(xiàn)。

可以看到，總增益電平隨著輸入電壓和負(fù)載而變化，其中輸入電壓占主導(dǎo)地位。在輸入電壓和負(fù)載上，當(dāng)增益向上/向下移動(dòng)時(shí)相位余量基本保持不變

那么自適應(yīng)增益需要達(dá)到一個(gè)什么樣的目的呢？

可以通過(guò)調(diào)制對(duì)輸入電壓變化引起的零極點(diǎn)位置，將補(bǔ)償不期望的增益變化，使整個(gè)開(kāi)環(huán)增益曲線(xiàn)保持類(lèi)似恒定不變。也就是下面的這種情況：

由于零極點(diǎn)可用于在不改變相位的情況下調(diào)整總的增益，所以我們可以在不同的輸入電壓下實(shí)時(shí)的去改變零極點(diǎn)的位置，那么我們就可以實(shí)現(xiàn)自適應(yīng)增益的控制。比如輸入電壓增大，我們可以將……

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峰值電流控制模式

前面把電壓控制模式介紹完了，現(xiàn)在給大家介紹一下峰值電流控制模式。下圖是峰值電流控制模式在模擬控制中的實(shí)現(xiàn)方式：

誤差電壓信號(hào)Vc送至PWM比較器反相端后，并不是像電壓模式控制那樣與振蕩電路產(chǎn)生的固定三角波電壓斜坡比較，而是作為電感電流峰值的參考信號(hào)，電感電流波形可以是三角波，也可以是梯形波，當(dāng)電感電流的峰值達(dá)到Vc的值，PWM關(guān)斷。

下面是具體的波形示意圖：

Clock信號(hào)作為PWM的開(kāi)始，設(shè)置Clock頻率為PWM工作頻率，電感電流線(xiàn)性上升，達(dá)到Vc控制電壓，PWM關(guān)斷。上圖紅色為主開(kāi)關(guān)管電流波形，藍(lán)色虛線(xiàn)是同步開(kāi)關(guān)管（二極管）電流波形。

那么峰值電流有哪些優(yōu)點(diǎn)呢？

1.由于直接采樣電感電流，輸入電壓的變化會(huì)直接在電感電流上反映出來(lái)，因此，這種控制模式天然具有前饋補(bǔ)償?shù)墓δ?，它能夠?qū)斎腚妷鹤兓洼敵鲐?fù)載變化快速響應(yīng)；

2.峰值電流控制模式是一個(gè)雙閉環(huán)控制系統(tǒng)，電壓外環(huán)控制電流內(nèi)環(huán)。電流內(nèi)環(huán)是逐周期限流控制脈沖工作的。只有當(dāng)誤差電壓Vc發(fā)生變化時(shí)，才會(huì)導(dǎo)致電感電流發(fā)生變化，誤差電壓Vc決定了電感電流上升的程度，進(jìn)而決定功率開(kāi)關(guān)的占空比，因此，內(nèi)環(huán)可看作是一個(gè)電流源，功率級(jí)是由電流內(nèi)環(huán)控制的電流源，而電壓外環(huán)控制此功率級(jí)電流源。在這個(gè)雙環(huán)控制中，電流內(nèi)環(huán)只負(fù)責(zé)輸出電感的動(dòng)態(tài)變化，因而電壓外環(huán)只需要控制輸出電容電壓，不必控制輸出LC的儲(chǔ)能電路。所以，峰值電流控制模式PWM具有比電壓模式控制大得多的帶寬。帶寬越寬，相對(duì)來(lái)講穩(wěn)定性越好；

3.雖然電源的LC濾波電路為二階電路，但增加了電流內(nèi)環(huán)控制后，電感L產(chǎn)生的極點(diǎn)位于內(nèi)部的電流環(huán)，輸出電容的ESR及其變化仍然在外部的電壓環(huán)，把LC產(chǎn)生的雙極點(diǎn)進(jìn)行剝離，而不是像電壓控制模式L、C的雙極點(diǎn)都在外部的電壓環(huán)中；這一點(diǎn)是電壓控制模式和電流控制模式在小信號(hào)分析上最大的差別；

4.由于峰值電流控制模式cycle by cycle 的控制峰值電流，因此具有簡(jiǎn)單自動(dòng)磁通平衡功能；

5.峰值電流控制模式具有瞬時(shí)峰值電流限流功能，即峰值電流模式具有內(nèi)在固有的逐個(gè)脈沖限流功能，過(guò)功率保護(hù)等。

峰值電流控制模式盡管相對(duì)于電壓模式控制來(lái)講有了很多的改善，但是也有它自身的一些不足：占空比>50%后環(huán)路不穩(wěn)定（次諧波震蕩），需要加斜率補(bǔ)償進(jìn)行改善。后面章節(jié)在做詳細(xì)介紹。

峰值電流控制的小信號(hào)交流等效模型是設(shè)計(jì)電壓控制器（外環(huán)）的基礎(chǔ),只有弄清楚了電流內(nèi)環(huán)的小信號(hào)模型，才可以對(duì)電壓外環(huán)進(jìn)行參數(shù)的設(shè)計(jì)。在CCM控制模式中，占空比d(t)不僅受ic(t)控制，還受變換器的電壓和電流的控制。因此，CCM型變換器是一個(gè)多輸入單輸出的控制系統(tǒng)。

含有電流內(nèi)環(huán)和電壓外環(huán)的系統(tǒng)框圖

在進(jìn)行小信號(hào)分析時(shí)，可以假定電感電流的平均值等于控制量ic(t)，這個(gè)假定也就意味著忽略了電流諧波補(bǔ)償和電感電流紋波的影響。在這個(gè)假定的基礎(chǔ)上，電感電流不再是獨(dú)立的狀態(tài)變量。在小信號(hào)傳遞函數(shù)中，它也不再會(huì)產(chǎn)生一個(gè)極點(diǎn)，從而系統(tǒng)將簡(jiǎn)化為一階系統(tǒng)。由于反饋信號(hào)電路與電壓模式相比，減少了一階，因此誤差放大器的控制環(huán)補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)可以得到簡(jiǎn)化（比如電壓模式需要采用3p3z補(bǔ)償器，那么峰值電流控制模式采用2p2z就可以了），穩(wěn)定度得到了提高并且改善了頻率響應(yīng)，同時(shí)還具有更大的增益帶寬積。因此，在變換器的輸出端，增益和相位是由并聯(lián)的輸出電容和負(fù)載電阻確定的。這樣，電路最多只有90°相移和-20dB/十倍頻的增益衰減而不是-40dB/十倍頻的增益衰減。

下圖是利用kp法獲取的電壓外環(huán)的Bode圖：

系統(tǒng)相當(dāng)于一個(gè)一階系統(tǒng)，相移最大90°，增益穿越0dB時(shí)是以-20dB/十倍頻，所以電壓控制環(huán)一定是穩(wěn)定的。我們可以看到系統(tǒng)直流增益只有20多個(gè)dB，所以需要提高低頻增益，以減小穩(wěn)態(tài)誤差?？梢蕴峁┮粋€(gè)零極點(diǎn)以此來(lái)提高低頻增益，然后為了在穿越0dB之前需要抵消這個(gè)極點(diǎn)，還需要提供一個(gè)零點(diǎn)用來(lái)抵消極點(diǎn)的影響。然后增益曲線(xiàn)以-1斜率穿越0dB線(xiàn)。在高頻段75kHz左右，由于電容ESR提供一個(gè)零點(diǎn)（這個(gè)在前面做電壓模式控制環(huán)路補(bǔ)償時(shí)有介紹過(guò)），使增益曲線(xiàn)變得比較平坦，所以需要在這里增加一個(gè)極點(diǎn)。然后再有輸出電容在更高頻段提供一個(gè)極點(diǎn)，用以衰減高頻信號(hào)。

以上是利用模擬控制實(shí)現(xiàn)的方式，下面給大家介紹一下如何利用dspic實(shí)現(xiàn)同步buck的峰值電流控制模式。

關(guān)于它具體的實(shí)現(xiàn)原理，可以參考B站的視頻：
https://www.bilibili.com/video/BV1Lr4y127Q4?spm_id_from=333.999.0.0

下面是利用dsPIC實(shí)現(xiàn)的峰值電流控制同步Buck的波形：

原文鏈接：https://www.dianyuan.com/eestar/article-4039.html

峰值電流控制次諧波振蕩

大家知道，峰值電流控制在占空比大于50%的時(shí)候容易出現(xiàn)次諧波振蕩，造成工作不穩(wěn)定的現(xiàn)象。在給大家展示一下峰值電流控制模式的控制過(guò)程，至于具體的工作原理，可以參考上一篇文章。

控制框圖

控制波形

峰值電流控制模式保持開(kāi)關(guān)管峰值電流的恒定，也就是控制輸出電感電流峰值的恒定，以確保輸出所要求的直流平均負(fù)載電流。用來(lái)保持所對(duì)應(yīng)的直流輸出電壓與電壓誤差放大器給定的輸出電壓值一致。

直流負(fù)載電流是輸出電感電流的平均值，而恒定開(kāi)關(guān)管峰值電流只是恒定了電感電流的峰值，并不能保證電感電流的平均值恒定，即無(wú)法保持輸出負(fù)載電流的恒定。這樣，在上述的未改進(jìn)的電流模式電路中，直流輸入電壓的變化會(huì)引起直流輸出電壓的瞬時(shí)變化，經(jīng)過(guò)短暫延時(shí)后，這個(gè)輸出電壓變化會(huì)被誤差放大器外反饋環(huán)調(diào)整，達(dá)到一個(gè)穩(wěn)定的狀態(tài)。

這個(gè)就涉及到“峰值與平均值的比值”問(wèn)題了，此問(wèn)題來(lái)源于保持電感峰值電流恒定不能保證其平均電流恒定，原因在于占空比的改變會(huì)改變平均電流，而峰值電流卻保持不變【見(jiàn)下面的圖】。

盡管如此，控制峰值電流的內(nèi)環(huán)，能保持電感峰值電流恒定，卻不一定能提供與輸出電壓對(duì)應(yīng)的正確的電感平均電流，從而導(dǎo)致輸出電壓的再次變化。反復(fù)的調(diào)整會(huì)造成輸入電壓變化時(shí)輸出電壓產(chǎn)生振蕩，并且會(huì)持續(xù)一段時(shí)間。在寬范圍的占空比變化時(shí)，將導(dǎo)致次諧波不穩(wěn)定問(wèn)題。

這個(gè)是在不同輸入電壓下的輸出電感電流波形。在電流模式下，電感峰值電流是恒定的。直流輸入電壓最低時(shí)，ton最大，對(duì)應(yīng)產(chǎn)生的電感平均電流為Iavl；隨著直流輸入電壓的升高，導(dǎo)通時(shí)間會(huì)減小以維持輸出恒定。但是對(duì)應(yīng)的電感平均電流

比

小。由于輸出電壓和電感電流的平均值（而非峰值）相關(guān)，所以當(dāng)輸入電壓下降，電流內(nèi)環(huán)使脈寬增加時(shí)，會(huì)造成直流輸出電壓過(guò)高；而反饋外環(huán)又使脈寬減少，電壓下降。這樣，直流輸出被反饋環(huán)反復(fù)調(diào)整形成振蕩?！酒渲校?/p>

為電感電流的下降斜率，

是低壓輸入時(shí)電感電流的上升斜率，

是高壓輸入時(shí)電感電流的上升斜率?！?/p>

另外一種引起次諧波振蕩的原因是在恒定輸入電壓下，如果由于某種原因產(chǎn)生了初始擾動(dòng)電流

，則經(jīng)過(guò)第一個(gè)下降沿后，電流會(huì)產(chǎn)生偏移

.此時(shí)如果占空比小于50%（m2<m1），如下圖，則輸出擾動(dòng)

會(huì)小于輸入擾動(dòng)

，那么經(jīng)過(guò)幾個(gè)周期之后，擾動(dòng)就會(huì)自動(dòng)消除。

如果占空比大于50%(m2>m1)，如下圖，則經(jīng)過(guò)一個(gè)控制周期之后，產(chǎn)生的偏移

比初始擾動(dòng)

要大，則干擾將連續(xù)增加，從而引起振蕩。

下圖是占空比大于50%情況下出現(xiàn)的次諧波振蕩波形

解決上述峰值電流控制模式兩個(gè)問(wèn)題的方案就是引入斜率補(bǔ)償。

實(shí)現(xiàn)的原理是：在誤差放大器的輸出疊加一個(gè)斜率為-m的電壓，選擇合適的補(bǔ)償斜率m，則輸出電感的平均電流就和開(kāi)關(guān)管的導(dǎo)通時(shí)間無(wú)關(guān)。圖中顯示的是電感電流的上升斜率m1和下降斜率m2。從電流模式的的原理我們知道，開(kāi)關(guān)管導(dǎo)通時(shí)間從每個(gè)時(shí)鐘脈沖前沿開(kāi)始到開(kāi)關(guān)管的電流信號(hào)電壓達(dá)到誤差放大器輸出電壓Vcp時(shí)結(jié)束。斜率補(bǔ)償就是將一個(gè)從時(shí)鐘脈沖前沿開(kāi)始且斜率為-m的電壓疊加到誤差放大器的輸出端。

那么這個(gè)斜率m該如何選擇計(jì)算呢？

對(duì)于極限情況下占空比為100%，此時(shí)m1=0，穩(wěn)定時(shí)必須滿(mǎn)足