前言：下圖是不對(duì)稱諧振半橋變換器的電路圖和工作波形，由于輸出側(cè)僅在開關(guān)管關(guān)閉后才由諧振電感和電容諧振放電釋放能量到輸出，因此輸出功率被變壓器繞組的損耗、變壓器體積，輸出整流二極管的電流應(yīng)力所限制，不能繼續(xù)提升提升。但是該變換器由PWM調(diào)制能很好的實(shí)現(xiàn)對(duì)輸出電壓的寬范圍調(diào)節(jié)，可以說它的調(diào)節(jié)增益能力特別好。如果說要擴(kuò)展不對(duì)稱諧振半橋變換器的輸出功率，那么采樣LLC變換器相似輸出側(cè)整流就是比較恰當(dāng)?shù)倪x擇，因此需要使用多相位交錯(cuò)技術(shù)。但是對(duì)比普通拓?fù)涞腜WM交錯(cuò)技術(shù)不同，不對(duì)稱諧振變換器的在工作中開關(guān)頻率和占空比都會(huì)隨著不同的輸出電壓和負(fù)載工況進(jìn)行變換，因此很難以一個(gè)固定的相位差來進(jìn)行全負(fù)載范圍工作的設(shè)置，否則就不能保證兩相不對(duì)稱諧振半橋的變換器交錯(cuò)運(yùn)行后的整流側(cè)電流波形正好以兩個(gè)半正弦波的方式排布。

交錯(cuò)不對(duì)稱諧振半橋拓?fù)浜屠硐氲倪\(yùn)行波形，兩個(gè)半橋在其中一路諧振傳輸功率結(jié)束時(shí)刻，立刻啟動(dòng)另外一路開始進(jìn)行諧振放電，這樣在輸出側(cè)的電容和負(fù)載上可以看到等同于對(duì)稱諧振半橋LLC變換器的工作波形，可以大幅度的降低輸出電壓紋波，降低電容紋波電流，降低整流器二極管的損耗，通過交錯(cuò)從而提升了功率。

如果固定相位差實(shí)現(xiàn)交錯(cuò)同步工作，當(dāng)輸出負(fù)載改變時(shí)，開關(guān)頻率和諧振放電時(shí)間都會(huì)改變，因此工作波形必然會(huì)偏離最佳工作區(qū)域，可見下圖。當(dāng)兩個(gè)AHB不對(duì)稱諧振變換器的工作相位不是位于最佳區(qū)間時(shí)，會(huì)導(dǎo)致其中一個(gè)相位輸出更多功率，導(dǎo)致兩相出力不均，而產(chǎn)生熱不均衡的問題。

??在理想的情況下，兩個(gè)AHB的輸出電流應(yīng)該是下圖的情況，但是AHB的工作的時(shí)候頻率和占空比都會(huì)變化，因此以常規(guī)現(xiàn)有固定相位的的交錯(cuò)控制方法，無法得到最佳的工作波形。

經(jīng)過很長(zhǎng)時(shí)間的研究，我提出了一種控制方法主要的構(gòu)思是能自動(dòng)調(diào)整兩個(gè)不對(duì)稱諧振半橋的交錯(cuò)相位，以實(shí)現(xiàn)最佳的相位交錯(cuò)角度來達(dá)到兩路或多路交錯(cuò)不對(duì)稱諧振半橋的最佳工作，實(shí)現(xiàn)大功率輸出，寬輸出調(diào)節(jié)范圍，低輸出紋波電流。

功率系統(tǒng)：VIN 311 \\ VO 5~28V \\ 恒流輸出6A \\ Cr 1uF \\Lr 5uH \\ Lmag 330uH \\ NP:NS 4.5\1，閉環(huán)控制輸出電壓，采樣變壓器峰值電流，可見下圖所示。

運(yùn)行波形：輸出從28~9V的調(diào)節(jié)

VOUT 28V

VOUT?20V

VOUT?15V

VOUT?9V

小結(jié)：提出一種實(shí)時(shí)可變相位差的不對(duì)稱諧振變換器的控制方法，在仿真測(cè)試取得了比較好的效果，目前看來是一種有實(shí)際應(yīng)用意義的控制方法。本人能力有限，如有錯(cuò)誤懇請(qǐng)幫忙指正，感謝觀看，感謝支持，謝謝。