在5G中，對于不需要高頻譜效率的特定應(yīng)用，單載波波形由于其在PAPR、ACLR、調(diào)制/解調(diào)復(fù)雜度等方面有較大優(yōu)勢。這些特性使得單載波波形非常適合于需要良好覆蓋的特定類別的設(shè)備和應(yīng)用，電池壽命長，成本低。但是，使用哪種單載波波形更好呢？

1. 選擇低PAPR調(diào)制的單載波QAM；

2. 單載波GMSK；

3. 單載波FDE；

4. 單載波FDM（包括zero-tail型）

5. 廣義預(yù)編碼OFDMA（GPO：Generalized precoded OFDMA）

單載波調(diào)制技術(shù)在GSM、CDMA2000和UMTS WCDMA等蜂窩系統(tǒng)中得到了廣泛的應(yīng)用。由于時域符號序列的存在，它們通常提供低峰均功率比（PAPR： peak-to-average power ratio），從而提高PA效率和延長電池壽命。這使得單載波波形特別適合于mMTC，其中電池功率和覆蓋范圍廣是主要優(yōu)化目標(biāo)。

單載波波形在頻率選擇信道下可能會受到鏈路退化，通常需要使用均衡器在多徑情況下實現(xiàn)高頻譜效率。然而，在中、低頻譜效率區(qū)域，通常只需使用簡單的匹配濾波器就足夠了。

低PAPR調(diào)制的單載波QAM

眾所周知，高階QAM可用于單載波波形實現(xiàn)更高的頻譜效率。3G蜂窩網(wǎng)絡(luò)（如UMTS、CDMA2000、1xEV-DO）中最常用的波形是采用QAM調(diào)制的單載波CDMA。盡管一些QAM調(diào)制本身給出具有0dB PAPR的恒定幅度波形，例如QPSK，但在實踐中，它們通常隨后是更局限于頻域的時間色散發(fā)射脈沖成形濾波器，以減少帶外（OOB：out of band）泄漏并滿足相鄰信道泄漏比（ACLR：adjacent channel leakage ratio）要求。圖1說明了包括和不包括發(fā)射脈沖整形的單載波QPSK調(diào)制的功率譜密度（PSD：power spectral density）。具體來說，圖1繪制了WCDMA中使用的帶衰減因子a=0.22的root-raised 余弦濾波器的PSD。

但是通過發(fā)射脈沖整形，發(fā)射波形不再是恒定包絡(luò)并且具有>0 dB PAPR。

可以應(yīng)用若干增強(qiáng)來進(jìn)一步降低PAPR，例如π/4–QPSK，其在偶數(shù)和奇數(shù)星座之間引入π/4的旋轉(zhuǎn)，從而消除通過原點的任何路徑。在UMTS中，HPSK加擾是用來消除索引為（2k，2k+1）的任何一對芯片之間通過原碼的任何路徑。該方法依賴于至少2的擴(kuò)展因子用于擴(kuò)展調(diào)制符號的事實，這導(dǎo)致與BPSK相同的頻譜效率。如圖2所示，與QPSK相比，π/4–QPSK和QPSK+HPSK方案都提高了PAPR，但它們在10-4處仍然>3dB。因此，問題是：如果不需要高頻譜效率，是否有其他調(diào)制方案可以通過相對簡單的發(fā)射機(jī)和接收機(jī)實現(xiàn)來實現(xiàn)更好的PAPR？

π/2-BPSK濾波器

發(fā)射機(jī)：

信道碼的輸出用用戶特定的二進(jìn)制擾碼進(jìn)一步擴(kuò)展和擾碼。特定用戶的擾碼使得能夠從不同設(shè)備進(jìn)行非正交的并且允許較少的上行傳輸。

接收機(jī)：

由于平滑濾波器可以等效地視為信道的一部分，因此接收機(jī)不需要任何關(guān)于發(fā)射機(jī)使用的平滑濾波器的知識。因此，可以很容易地利用傳統(tǒng)接收機(jī)，例如Rake接收機(jī)（如圖7所示）、頻域均衡器，甚至是連續(xù)干擾消除（SIC：successive interference cancellation）。接收機(jī)復(fù)雜度與常規(guī)BPSK解調(diào)相同。

還要注意，如果選擇FIR平滑濾波器具有3個tap或更少tap，則由于π/2旋轉(zhuǎn)，相鄰符號（或碼片）之間沒有ISI。

PAPR:

圖2將濾波π/2-BPSK的PAPR與其他現(xiàn)有的低PAPR單載波QAM調(diào)制進(jìn)行了比較。所有波形用RRC脈沖進(jìn)一步8倍過采樣?；鶞?zhǔn)QPSK調(diào)制還包括root-raised余弦脈沖成形濾波器（用于控制OOB發(fā)射）。UMTS中使用的HPSK加擾技術(shù)可以進(jìn)一步降低QPSK調(diào)制的PAPR，但代價是降低頻譜效率。注意π/2–BPSK比使用HPSK的QPSK具有更低的PAPR，即使沒有平滑濾波器。平滑濾波器的應(yīng)用進(jìn)一步將PAPR降低到1dB。具體來說，圖2中使用的平滑濾波器tap設(shè)置為0.28+1D+0.28D2，僅作為示例?？梢詫^濾器tap進(jìn)行進(jìn)一步優(yōu)化。

如圖3所示，濾波π/2-BPSK調(diào)制可以支持與GMSK或BPSK（1bit/symbol）相同的頻譜效率。

ACLR編號：

由于PAPR較低，帶濾波?π/2–BPSK的傳輸信號可以非常積極地推送到PA飽和點，以最大限度地提高PA效率，而不會在OOB發(fā)射中引起太多的頻譜再生。下表1使用簡化的PA削波模型比較了各種單載波波形的ACLR。所有調(diào)制都已標(biāo)準(zhǔn)化為相同的總帶寬：W=15Khz*72=1.08Mhz。注意π/2–BPSK給出了具有不同剪裁閾值的最低ACLR。

總之，過濾后的 π/2–BPSK的主要優(yōu)勢是：

• 比常規(guī)QAM調(diào)制（包括BPSK、OQPSK等）低得多的PAPR。

• 與其他方案相比，ACLR要低得多。

• 非常簡單的tx波形合成：與常規(guī)BPSK合成相比較，無需使用DFT或IFFT操作

• 非常簡單的接收機(jī)設(shè)計：重新使用常規(guī)的BPSK解調(diào)器。在發(fā)射機(jī)上應(yīng)用的平滑濾波器對接收器是透明的。

·可輕松支持異步加擾/擴(kuò)頻操作。

恒定包絡(luò)波形

高傳輸效率的最簡單解決方案是采用恒定的包絡(luò)波形。這使得幾乎任何PA都可以在飽和點運行，而無需進(jìn)行削波或預(yù)補(bǔ)償或后補(bǔ)償來解釋削波。然而，這種機(jī)制的缺點是從容量的角度來看相對于正交幅度調(diào)制效率低，但是對于不需要高數(shù)據(jù)速率的應(yīng)用，恒定包絡(luò)波形更為理想，因為它實現(xiàn)了最高的PA效率。

最常用的恒包絡(luò)波形包括最小頻移鍵控（MSK：minimum-shift-keying）和高斯最小頻移鍵控（GMSK：Gaussian minimum-shift-keying），屬于連續(xù)相移頻移鍵控（CPFSK：continuous phase frequency-shift-keying）信號。MSK被ieee802.15.4標(biāo)準(zhǔn)采用，為ZigBee提供了物理層平臺。GMSK也用于GSM、藍(lán)牙和BT-LE。

眾所周知，MSK可以等效為具有正弦波脈沖成形的偏移QPSK，它提供了有效的調(diào)制和解調(diào)。注意，在調(diào)制器之前插入了一個差分編碼器，以避免解調(diào)器處的錯誤傳播。這也有助于簡化調(diào)制器，因為差分編碼器和差分解碼器相互抵消。

GMSK是MSK的一種變體，其中高斯濾波的信息序列被應(yīng)用于MSK調(diào)制器。高斯濾波器有助于提高M(jìn)SK的頻譜效率，但會受到符號間干擾的影響。注意，隨著高斯濾波的引入，GMSK信號不再被視為偏移QPSK。GMSK的典型接收機(jī)使用GMSK脈沖的線性近似值，并將調(diào)制視為脈沖幅度調(diào)制（PAM：pulse amplitude modulation）信號的總和。

盡管歷史上GMSK/MSK通常與正交多址（例如GSM或Zigbee）一起使用，但是需要注意的是，這些波形可以容易地與使用擾碼/擴(kuò)頻碼的非正交多址方案集成。

GMSK信號可以很好地（捕獲的能量大于99%）通過PAM調(diào)制來逼近，PAM調(diào)制具有跨越4個調(diào)制符號的已知脈沖形狀。因此，接收機(jī)實現(xiàn)可以大大簡化，并且容易地與隨后的解擾和解擴(kuò)操作集成。這種原理在圖6中以較高的層次進(jìn)行了說明。

這種近似的重要性在于，RSMA發(fā)射機(jī)處的GMSK調(diào)制可以對RSMA接收機(jī)透明，RSMA接收機(jī)將簡單地估計有效ISI信道，并且應(yīng)用任何傳統(tǒng)接收機(jī)，例如Rake接收機(jī)、FDE接收機(jī)，然后將信號解擾/解擴(kuò)，如同它是QAM調(diào)制信號一樣。圖7給出了一個使用傳統(tǒng)Rake接收器的示例實現(xiàn)。注意，接收機(jī)不需要假定任何GMSK調(diào)制器信息。也可以應(yīng)用其他接收器類型，例如FDE接收器。

總之，恒定包絡(luò)調(diào)制的主要優(yōu)點是：

1.?0dB峰均比。

2.?簡單的tx波形合成在工業(yè)上得到了廣泛的應(yīng)用

3.?可以使用非常簡單的接收器設(shè)計。包括傳統(tǒng)Rake接收機(jī)、FDE等。

4.?可以很容易地支持NOMA的異步和加擾/擴(kuò)頻操作。

單載波頻域均衡

在多徑衰落情況下，利用單載波QAM獲得更高頻譜效率的一個重要方面是采用良好的均衡算法。在許多情況下，這取決于接收機(jī)的設(shè)計以及根據(jù)實現(xiàn)所能提供的復(fù)雜性。盡管存在眾所周知的時域算法，例如分?jǐn)?shù)間隔均衡、RAKE和自適應(yīng)均衡，但是通常的誤解是，計算效率高的頻域均衡被降級為僅OFDM波形。事實上，與此相反，單載波可以通過頻域均衡來實現(xiàn)，并且包括循環(huán)前綴的基于塊的傳輸方案的構(gòu)造通常被正式地稱為SC-FDE。這種方案如圖8所示

總之，SC-FDE具有與SC-QAM相當(dāng)?shù)膬?yōu)點/缺點，除了在接收機(jī)處提供方便的FDE實現(xiàn)外，還以CP導(dǎo)致的頻譜效率損失為代價。

如以上部分中所解釋的，濾波BPSK調(diào)制中的平滑濾波器或GMSK調(diào)制中的高斯濾波器都可以等效地被視為傳播信道的一部分，并且對接收機(jī)是透明的。發(fā)射信號的其余部分只是插入CP的二進(jìn)制序列段，這與SC-FDE波形完全相同。SC-FDE波形等效于SC-FDM波形的特例，其中DFT大小等于IFFT大小。因此，基站側(cè)的接收機(jī)可以簡單地利用已經(jīng)可用于常規(guī)SC-FDE上行鏈路信號的現(xiàn)有FDE架構(gòu)。同時，在UE端，相應(yīng)的波形合成比一般的SC-FDM簡單得多，不需要任何DFT/IFFT操作。

單載波DFT-spread OFDM

SC-FDE上的一個變化是DFT擴(kuò)頻頻分，其中時域QAM通過M點DFT進(jìn)行轉(zhuǎn)換，該DFT用于在更大的IFFT上調(diào)制不同的音調(diào)集，該IFFT將該信號轉(zhuǎn)換回時域。

M點DFT預(yù)編碼有助于在N點OFDM之后保留單載波特性進(jìn)行波形合成，從而使PAPR低于下一節(jié)討論的常規(guī)OFDM波形。如果功率放大器在較少的回退下運行，則降低的PAPR可以轉(zhuǎn)化為更好的效率，盡管與其他波形相比，它的效果并不理想。然而，如圖2所示，SC-FDM的PAPR通常仍然明顯低于具有特殊選擇調(diào)制的單載波QAM。因此，SC-FDM波形不是最適合于高PA效率的場景。

zero-tail DFT-spread OFDM是單載波DFT-spread OFDM的變體。主要的變化是，常規(guī)循環(huán)前綴被填充到DFT預(yù)編碼的數(shù)據(jù)中的零符號所取代，如圖9所示。

zero-tail插入具有以下優(yōu)點：

1.?zero-tail的長度可以是可變的，這取決于每個用戶的信道延遲擴(kuò)展和傳播延遲，而不是整個網(wǎng)絡(luò)的固定CP長度。這可能會降低某些用戶的開銷。

2.?由于零填充，可以抑制OOB泄漏，從而平滑相鄰符號之間的轉(zhuǎn)換。

3.?zero-tail可以潛在地減少與RF波束切換相關(guān)的開銷。

當(dāng)比較DFT-spread?OFDM和zero-tail時，zero-tail保護(hù)優(yōu)化在鏈路性能上似乎有輕微的改善。然而，實際上僅僅改變CP或guard來處理所有延遲擴(kuò)展是不夠的，但是子載波間隔也應(yīng)該被縮放以選擇性地最佳地處理延遲擴(kuò)展和信道。因此，對于相同的塊大小和子載波間隔，如果考慮LTE中的CP開銷，則zero-tail保護(hù)優(yōu)化可能僅受益7%。此外，還會有額外的信令開銷來支持zero-tail的額外控制環(huán)路復(fù)雜性。

圖2比較了ZT?DFT-spread?OFDM與其他單載波波形的PAPR。注意，與插入的zero-tail相對應(yīng)的IFFT后樣本部分不是有用信號的一部分，將其排除在平均功率計算之外。

圖10比較了ZT?DFT-spread?OFDM與單載波QPSK的PSD。它比單載波QPSK在-50dB以上更差，但在-50dB以下衰減更快。與上圖中的SC-FDMA相比，相反的情況是正確的。

基于以上分析，可以總結(jié)出以下關(guān)于ZT?DFT-spread?OFDM的內(nèi)容：