協(xié)議決定了PRACH前置碼的兩個選項列表，見圖1中的插圖。Option 1基于在重復之間重復相同的PRACH序列（或PRACH OFDM符號），而不使用CP，使得一個PRACH OFDM符號充當下一個PRACH OFDM符號的循環(huán)前綴。

Option 2在所有OFDM符號中具有相同的序列，而Option 4具有不同的重復序列，可用于OCC（Orthogonal Cover Codes）。然而，時變信道和頻率偏移將顯著增加由不同OCC構造的前置碼之間的干擾，即正交性損失。

圖1中的Option 1沒有明確的CP。相反，第一個PRACH OFDM符號“s”充當下一個PRACH OFDM符號的CP。通過這種方式，直向檢測器支持長達PRACH OFDM符號長度的延遲。對于Option 1，使用PRACH前導檢測器，也可以估計大于一個PRACH OFDM符號長度的延遲。

在Option 2/4中，CP的長度限制了PRACH前導的最大延遲。圖2給出了Option 1和2/4的支持小區(qū)半徑隨子載波間距變化的圖示。

圖2給出了Option 1的圖示，其中包括一個檢測器，用于最多一個OFDM符號的延遲，以及一個檢測器，用于最多兩個符號的延遲。對于Option 2/4，給出了正常CP和擴展CP的圖示。對于15 kHz的子載波間隔，用于正常CP和擴展CP。然后，每個CP的長度根據(jù)子載波間隔進行縮放，對于15、30、60和120 kHz的子載波間隔，正常CP分別為和。

對于15 kHz的子載波間隔，可以使用Option 1支持10到20 km的小區(qū)大小。這與Option 2/4不同，Option 2/4僅支持最大為0.7或2.5 km的小區(qū)大小，具體取決于使用的是正常還是擴展CP。

因此，與Option 1相比，Option 2/4在支持的小區(qū)大小方面效率非常低。Option 2是Option 1的一個（小區(qū)大?。┯邢拮蛹?。

Option 1允許在gNB內的PRACH前導檢測中靈活放置接收機FFT窗口。如果PRACH前導重復使用與數(shù)據(jù)或控制相同的子載波間隔，那么相同的接收機FFT可用于PRACH前導、數(shù)據(jù)和控制，見圖3。在PRACH前置碼、數(shù)據(jù)和控制之間不需要頻率保護。然而，在使用Option 1傳輸?shù)腜RACH前置碼中，gNB可以交替地將FFT窗口背靠背放置，如圖4所示。對于Option 2/4，PRACH前導FFT窗口的這種放置是不可能的。在這里，相同的FFT不能用于數(shù)據(jù)和控制，但可以向PRACH前導檢測器中積累稍多的能量。

如果gNB使用波束掃描這些波束之間的一些瞬態(tài)，那么gNB可以在一定程度上延遲這些波束之間的FFT窗口。在圖5中，PRACH FFT窗口在每個波束內背靠背放置，波束之間有延遲，用于接收波束切換中的瞬態(tài)。對于Option 2/4，PRACH前導FFT窗口的這種放置是不可能的。

接收機中FFT窗口的定時偏移對應于PRACH OFDM符號的循環(huán)偏移。因此，通過PRACH前導檢測器中頻域匹配濾波器的循環(huán)移位來補償FFT窗口的這些移位。因此，gNB中FFT窗口的時間偏移是特定于實現(xiàn)的，其中Option 1提供了Option 2/4中不可能實現(xiàn)的靈活性。

最小化同步信號的numerology的數(shù)量的原因是降低小區(qū)搜索復雜度，因為每個額外的numerology增加了UE的復雜度。

由于基站中的處理可以對數(shù)據(jù)和PRACH使用相同的FFT，因此對于PRACH前導傳輸使用與UL數(shù)據(jù)傳輸相同的子載波間隔具有明顯的好處。對于數(shù)字波束賦形，每個天線需要一個FFT，見圖6。因此，應避免PRACH和PUSCH之間不同尺寸的FFT，尤其是當天線數(shù)量較大時。此外，當使用相同的子載波間隔時，數(shù)據(jù)、控制和PRACH前導碼之間不需要保護子載波。

另一個優(yōu)點是，當PRACH前導傳輸與UL數(shù)據(jù)和控制相同時，從PRACH傳輸獲得的定時精度將匹配UL控制和數(shù)據(jù)所需的定時精度。

在給定載波頻率下，SCS的選擇對整體鏈路預算的影響不大。一方面，對于相同的PRACH前導碼資源分配，更高的間隔導致更寬的噪聲帶寬。另一方面，對于給定的SNR，更大的間隔可以提高檢測性能，因為前導持續(xù)時間更短，并且需要更少的相干檢測組。當比較潛在的子載波間隔候選時，例如在30ghz下的120和240khz，這兩種效應在鏈路預算中近似地相互補償。

當減少每個PRACH OFDM符號的長度時，PRACH接收機中每個時間單位的波束數(shù)增加。因此，更高的子載波間隔導致更快的波束掃描延遲。在15 kHz的子載波間隔內，在1毫秒的子幀內最多可以評估12個接收機波束。這與1.25 kHz的子載波間隔形成對比，其中一個PRACH OFDM符號為0.8 ms，因此在1毫秒的子幀內只能評估一個接收機波束。

然而，當增加子載波間隔時，可用前導序列的數(shù)量減少。這可以通過為不同的UE分配不同的時間和頻率資源，以及通過改變序列設計來補償。

表1給出了PRACH前置碼支持的格式建議，其中列出了一組在6GHz以下使用的格式，以及另一組在6GHz以上使用的格式。

6GHz以下和6GHz以上的兩組都具有相同的基本結構，只有子載波間距的變化被變量“n”參數(shù)化。在低于6 GHz的載波頻率內，指定了子載波間距為15 kHz的六種格式（A0至A5），以及子載波間距為30 kHz的六種格式（B0至B5）。

圖8給出了PBCH中配置的PRACH資源的示例。圖中示出了幾個SSB，每個SSB包含一個NR-PSS、一個NR-SSS和一個PBCH。可能，在SSB中還將包括NR-TSS（第三同步信號）。優(yōu)選地，這些SSB以不同的波束從gNB發(fā)射。每個PBCH包含一個MIB，其中這些MIB被編號為MIB1、MIB2等。

在圖8中gNB1的示例中，MIB1和MIB2都在相同的頻率間隔內配置PRACH資源。這里，MIB1和MIB2可以指示不同的PRACH前導序列集。第二個頻率間隔在MIB3中配置。第四個PBCH包含一個MIB4，與MIB1、MIB2和MIB3相比，它被分配給另一個時間間隔。

然后，可以通過以下參數(shù)的組合來識別PRACH前導索引：

Sequence

• 具有71個子載波的Zadoff-Chu序列的根序列介于1到70之間

• 根序列的循環(huán)移位。該循環(huán)移位應大于gNB激活小區(qū)中的最大RTT（往返時間）。

頻率資源：描述PRACH信號位置的子帶索引

• 對于每個PRACH前導分配1 MHz的10 MHz載波，0到9

子幀：表示PRACH前導的未來子幀的定時偏移

• 有兩個不同的子幀

在上述示例中，PRACH前導碼的總數(shù)等于70×10×2＝1400。這明顯大于LTE中的838個PRACH根序列。LTE中的時間分配非常有限，不允許PRACH前導資源的時間間隔比每秒幀長。因此，在LTE中，可能的時間分配很少。此外，由于上行鏈路中的單載波，LTE中的頻率分配受到限制。在LTE中，PRACH pramble優(yōu)選地被放置在系統(tǒng)帶寬的邊緣，以避免頻域調度限制。這與NR不同，NR將在上行鏈路中支持OFDM，從而簡化頻域調度，并允許將PRACH前導置于系統(tǒng)帶寬內的任何位置。

圖8給出了兩個gNB的PRACH配置圖。這里，兩個gNB使用的是不重疊的時間/頻率資源。未用于PRACH的資源可用于到給定gNB的其他UL傳輸。換句話說，在每個gNB，只有隨機接入用于該gNB的資源需要從該gNB的UL授權中排除。如果兩個gNB接近，則PUSCH傳輸將在PRACH前置碼的接收中引入干擾。然而，PUSCH傳輸很可能不會產生PRACH檢測，因為PUSCH與PRACH前導碼的相關性較低。

假設每個UE解碼至少一個PBCH，該PBCH包含一組PRACH前導碼，UE從中選擇要發(fā)送的一個。一種這樣的配置可以是一個時間和頻率資源以及一組PRACH前導序列。

例如，當UE在發(fā)送PRACH前導碼之前進行LBT（Listen Before Talk）時，具有多個時間資源的配置在未經許可的頻譜中是有益的。如果LBT在一個這樣的時間分配中失敗，則UE可以嘗試另一個時間分配。

通過考慮LTE中使用的Zadoff Chu以外的其他序列，可以進一步增加PRACH的容量。