技術(shù)干貨周刊奉上（MOS管，充電器，逆變器）
為什么插拔充電器，電池電量會(huì)跳變、跌落？
作者：工程師看海
前兩天，有個(gè)朋友遇到一個(gè)問題：為什么插拔充電器，電池電量會(huì)跳變？
這是個(gè)挺有趣的問題，現(xiàn)在我整理出來和大家一起交流分享下。
閑話少說，有多種策略來估計(jì)電池電量，最簡單粗暴的一種方法就是通過兩個(gè)串聯(lián)電阻，使用ADC采集電池電壓，進(jìn)而間接估計(jì)電量，這種方法估計(jì)精度雖然非常低，但是卻簡單易實(shí)現(xiàn)，如下圖所示。
放電時(shí)，電流從電池流出見圖中紅色電流路徑，此時(shí)A點(diǎn)電壓最高，因此A點(diǎn)電壓要高于B點(diǎn)電壓高于E點(diǎn)電壓，這個(gè)意思說的是，實(shí)際中，ADC采集的電壓是E點(diǎn)的電壓，這個(gè)電壓其實(shí)是小于電池電壓A的，而且受負(fù)載電流影響很大（后面會(huì)更新文章進(jìn)行深入介紹）。
而充電時(shí)，情況就變的不一樣了，充電時(shí)，電流是流入電池，電流路徑見下圖綠色路徑。此時(shí)B點(diǎn)的電壓最高，B點(diǎn)的電壓要高于A點(diǎn)和E點(diǎn)的電壓。
那么問題就來了！
假如現(xiàn)在電池正處于放電狀態(tài)，即上圖所示，A點(diǎn)電池電壓最高。
如果此時(shí)突然插入充電器，對電池充電，如下圖，那么會(huì)使得B點(diǎn)位置的電壓突然增加，此時(shí)ADC感應(yīng)到電壓突然增加（E位置會(huì)隨著B位置增加），會(huì)判斷為電量突然增加，而使得電量跳變，俗稱電壓反彈或電量反彈。
反過來。
如果電池正處于充電狀態(tài)，見下圖，B點(diǎn)電壓最高，此時(shí)如果突然拔掉充電器，拔掉后，會(huì)使得B點(diǎn)和E點(diǎn)電壓突然跌落，此時(shí)A點(diǎn)電壓是最高。那么，ADC感應(yīng)到拔掉充電器后的電壓跌落，那么就會(huì)判斷為電量突然跌落。
插拔充電器時(shí)的電量跳變，就是這么來的……
原文鏈接：https://www.dianyuan.com/eestar/article-6035.html
光伏微逆變器應(yīng)用中的拓?fù)浼肮ぷ髟矸治?/span>
作者：電源漫談
光伏逆變器中使用典型的反激變換器作為DC/DC部分的拓?fù)?，本文簡要分析反激變換器在光伏微逆中的應(yīng)用。
一．反激變換器的應(yīng)用概要分析
反激變換器一般用于較小功率的降壓應(yīng)用，典型來說低于幾百瓦左右，它具有較低的輸出電流。在光伏微逆變器應(yīng)用中，反激變換器作為單極拓?fù)?，它可以?0V-45VDC的PV電池電壓，升壓到一個(gè)對應(yīng)AC整流后的輸出電壓，同時(shí)通過變壓器將PV電池和電網(wǎng)隔離開。正激變換器同樣可以升壓PV電池電壓，并提供隔離，但是其元件數(shù)目會(huì)多一些。
基于電路簡單的優(yōu)勢，選擇反激變換器作為微逆變器的主拓?fù)?，但是不可忽略其相?yīng)的擔(dān)心，就是漏感能量的處理。具體來說，當(dāng)反激MOSFET關(guān)斷時(shí)，有較大的能量留在磁芯中，它不能傳遞到副邊，這個(gè)能量導(dǎo)致一個(gè)大的電壓峰值，加在反激主MOSFET漏極上。傳統(tǒng)的電阻，電容，二極管吸收電路（RCD吸收電路)可以加在變壓器的原邊抑制MOSFET尖峰電壓，但是其具有副作用就是，將這個(gè)能量只能耗散為熱損失。
光伏微逆變器引入了一個(gè)有源箝位電路，它本質(zhì)上是無損吸收電路，漏感尖峰被箝位電容箝位，這些殘存能量存儲在箝位電容中，這個(gè)能量之后就會(huì)被電路傳遞到副邊，重新利用這部分能量供給負(fù)載。如果正確的設(shè)計(jì)，有源箝位電路也可以對反激MOSFET提供ZVS開關(guān)，減小開關(guān)損耗和提升效率。
圖1為有源箝位反激變換器的單相結(jié)構(gòu)，其中漏電感顯示為一個(gè)獨(dú)立元件顯示出來，但是實(shí)際上它可以認(rèn)為是集成到主變壓器中的,Q1為反激主控MOSFET.如果箝位MOSFET Q2跨過變壓器繞組的話，就必須使用高邊驅(qū)動(dòng)電路，這里，PMOS Q2的使用可以避免使用高邊驅(qū)動(dòng)電路。
對于驅(qū)動(dòng)電路來說，如圖2所示，一個(gè)關(guān)鍵問題是驅(qū)動(dòng)PMOS的電路如何設(shè)計(jì)，為了驅(qū)動(dòng)PMOS需要一個(gè)負(fù)電壓，放在PMOS的門級和源極。門級驅(qū)動(dòng)器MCP14E4的輸出是一個(gè)具有一定占空比的方波，幅值為12V，其中門級驅(qū)動(dòng)器的輸入信號PWM1H和PWM1L是來自控制器的輸出信號，一個(gè)小陶瓷電容0.1uF放置在PMOS驅(qū)動(dòng)的串聯(lián)回路上，用于去除直流偏置。
在占空比50%時(shí)，方波幅值將為6V到-6V之間，增加一個(gè)二極管D22，放在電容后，陽極接到電容，陰極接到地,二極管將箝位正電壓到0.7V,則驅(qū)動(dòng)信號幅值被箝位到負(fù)電壓，圖3顯示出兩個(gè)MOSFET的門級驅(qū)動(dòng)波形。
二.有源箝位反激變換器的運(yùn)行原理分析
光伏微逆變器參考設(shè)計(jì)用一個(gè)交錯(cuò)有源箝位反激變換器實(shí)施，交錯(cuò)拓?fù)淇梢跃鬏斎胼敵鲭娏?，可以?shí)現(xiàn)低的銅損和鐵損，電流均流后輸出二極管導(dǎo)通損耗可以減小，可以幫助提升總體效率。
這里還有兩個(gè)另外的原因去實(shí)施交錯(cuò)設(shè)計(jì)，如減小輸出電流紋波，幫助減小THD，因?yàn)檩斎腚娏骷y波同時(shí)也減小了，所以可以改善輸入bulk電容的壽命。
當(dāng)設(shè)計(jì)反激變壓器時(shí)，必須要確認(rèn)的一件事情是它工作在CCM還是工作在DCM狀態(tài)，交錯(cuò)反激變換器可以運(yùn)行在CCM和DCM兩種模式。例如，在輕載階段，反激運(yùn)行在DCM模式，在重載階段，反激運(yùn)行在CCM模式，在CCM模式，原邊和副邊的峰值電流將是2倍或者3倍低于DCM模式……
原文鏈接：https://www.dianyuan.com/eestar/article-6024.html
分享一種靈活性很高的協(xié)議格式
作者：嵌入式大雜燴
嵌入式開發(fā)中，常常會(huì)自定義一些協(xié)議格式，比如用于板與板之間的通信、客戶端與服務(wù)端之間的通信等。
自定義的協(xié)議格式可能有很多種，本篇文章我們來介紹一種很常用、實(shí)用、且靈活性很高的協(xié)議格式——ITLV格式。
什么是ITLV格式？
大家可能看到網(wǎng)絡(luò)上的很多文章用的是TLV（Tag、Length、Value）格式數(shù)據(jù)。實(shí)際中，可以根據(jù)實(shí)際需要進(jìn)行修改。我們這里稍微改一下，實(shí)際上也是大同小異的。
我們這里的ITLV各字段的含義：
I：ID或Index，用于區(qū)分是什么數(shù)據(jù)。
T：Type，代表數(shù)據(jù)類型，如int、float等。
L：Length，表示數(shù)據(jù)的長度（Value的長度）。
V：Value，表示實(shí)際的數(shù)據(jù)。
其中，I、T、L是固定長度的，在制定具體的數(shù)據(jù)協(xié)議之前，需要評估好當(dāng)前項(xiàng)目的數(shù)據(jù)會(huì)有多少、數(shù)據(jù)的最大長度是多少，考慮好后續(xù)數(shù)據(jù)擴(kuò)展也可以保證協(xié)議通用。一般I設(shè)置為1~2字節(jié)，T設(shè)置為1字節(jié)，L設(shè)置為1~4字節(jié)。
下面我們制定一個(gè)格式：
實(shí)際中，如果在物聯(lián)網(wǎng)系統(tǒng)中數(shù)據(jù)傳輸，我們用戶自定義的協(xié)議字段可能就只包含如上四個(gè)字段就可以了。比如我們公司的云平臺上的用戶數(shù)據(jù)格式用的就是類似ITLV這樣的格式。用戶在制定協(xié)議時(shí)的協(xié)議字段包含如上字段就可以了。
沒有包頭做一些數(shù)據(jù)區(qū)分，也沒有校驗(yàn)字段，只包含如上字段就能保證數(shù)據(jù)可靠傳輸嗎？
因?yàn)槎嗽仆ㄐ挪捎肕QTT，基于TCP，TCP的特點(diǎn)就是可靠的，網(wǎng)絡(luò)協(xié)議中會(huì)帶有校驗(yàn)。并且，實(shí)際在傳輸用戶數(shù)據(jù)時(shí)，還會(huì)再用戶數(shù)據(jù)之前增加一些字段區(qū)分這就是用戶數(shù)據(jù)。所以，其實(shí)基于它的設(shè)備SDK來進(jìn)行開發(fā)，操作的數(shù)據(jù)就是如上的數(shù)據(jù)。
但是，如果應(yīng)用于板與板之間的通信，只包含如上字段自然是有風(fēng)險(xiǎn)的。我們至少還需要還要包頭、校驗(yàn)字段。
實(shí)際中根據(jù)需要還可以增加其它字段，比如如果需要分包發(fā)送，還需要增加包號；如果多塊板之間進(jìn)行通信，還需要增加發(fā)送數(shù)據(jù)目標(biāo)地址等。
這里我們增加包頭與校驗(yàn)字段：
其中：
（1）Head固定為0x55、0xAA。
（2）Length為1字節(jié)，即Value最大為256B。
ITLV格式數(shù)據(jù)處理
下面以例子來演示ITLV格式數(shù)據(jù)的處理。
下面我們以上面我們制定的協(xié)議編寫A板的組包、解析代碼……
原文鏈接：https://www.dianyuan.com/eestar/article-6032.html
MOS管導(dǎo)通和關(guān)斷過程
作者：開關(guān)電源分析
為了更好的理解MOS管的導(dǎo)通和關(guān)斷過程，我們一般會(huì)將電路中的寄生電感忽略掉，下面我們以一個(gè)最簡單的鉗位感應(yīng)開關(guān)模型來說明。
對于MOS的導(dǎo)通過程我們可以將其劃分為4個(gè)階段：首先第一個(gè)階段為輸入電容從0開始充電到Vth，在這個(gè)過程中，柵極絕大部分電流都用來給電容CGS充電，也有很小的電流流過電容CGS。當(dāng)電容CGS的電壓增加到門的極限時(shí)，它的電壓就會(huì)有稍微的減??；這個(gè)過程稱為導(dǎo)通延遲，這是因?yàn)榇藭r(shí)器件的漏極電流和漏極電壓均未發(fā)生變化；當(dāng)柵極電壓達(dá)到開啟電壓時(shí)，MOSFET處于微導(dǎo)通狀態(tài)。進(jìn)入第二個(gè)階段。
在第二個(gè)階段中，柵極電壓從Vth上升到Miller平坦區(qū)，即VGS。這是器件的線性工作區(qū)，電流和柵極電壓成正比。在柵極的一側(cè)，電流如第一階段一樣流入電容CGS和CGD，電容VGS的的電壓將會(huì)不斷升高。在器件的輸出端，漏極電流也不斷變大，但是漏源電壓基本不變，保持先前水平(VDS,OFF )。當(dāng)所有電流都流入MOSFET而且二極管完全截止后，漏極電壓必須保持在輸出電壓水平；這時(shí)就進(jìn)入第三個(gè)階段。
進(jìn)入第三個(gè)階段后，柵極電壓已經(jīng)足夠使漏極電流全部通過，而且整流二極管處于完全截止?fàn)顟B(tài)?，F(xiàn)在允許漏極電壓下降。在器件漏極電壓下降過程中，柵源電壓保持不變。這就是柵極電壓波形的Miller平坦區(qū)。從驅(qū)動(dòng)得到的可用的所有柵極電流通過電容CGD放電，這將加快漏源電壓變化。而漏極電流幾乎不變，這是由于此刻它受外部電路限制。
最后一個(gè)階段是MOS溝道增強(qiáng)，處于完全導(dǎo)通狀態(tài)，這得益于柵極的電壓已經(jīng)足夠高。最終的VGS電壓幅度將決定器件最終導(dǎo)通阻抗。
而MOS的關(guān)斷過程恰好和它的導(dǎo)通過程是相反的：首先是關(guān)斷延遲，這階段需要電容CISS從最初值電壓放電到Miller平坦區(qū)水平。這期間柵極電流由電容CISS提供，而且它流入MOSFET的電容CGS和CGD。器件的漏極電壓隨著過載電壓的減小而略微的增大，然后進(jìn)入第二個(gè)階段，管子的漏源電壓從IDC·RDS(On)增加到最終值（VDS(off)），進(jìn)而促使二極管導(dǎo)通，進(jìn)入第三個(gè)階段，二極管給負(fù)載電流提供另一通路；柵極電壓從VGS,Miller降到Vth；大部分的柵極電流來自于電容CGS，在這個(gè)階段的最后漏極電流幾乎達(dá)到0；但是由于整流二極管的正向偏置，所以漏極電壓將維持在VDS(off)……
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16位定點(diǎn) 數(shù)字信號處理編程的思考
作者：楊帥鍋
如果說要在16bit定點(diǎn)環(huán)境上使用DSP算法，如IIR構(gòu)成的2P2Z，會(huì)受到定點(diǎn)編程和量化精度的問題。如果說在float32環(huán)境上可以很容易進(jìn)行編程，那切換到定點(diǎn)環(huán)境上就不得不得考慮這些問題。通常情況下單精度浮點(diǎn)在小數(shù)點(diǎn)后的精度為1/（2^23），理論上使用32位定點(diǎn)IQ24就可以覆蓋單精度浮點(diǎn)的精度問題，但是在16bit上，使用i1.q15的方法來算，僅有1/(2^15)的精度，如果直接使用則會(huì)遇到量化精度引起的誤差問題。那么該如何把浮點(diǎn)切換到16bit的定點(diǎn)來呢，下面將一步一步的來進(jìn)行討論。
S1 傳遞函數(shù)離散
離散化：
帶入?yún)?shù)，并出歸一化的z域傳遞函數(shù)，這里把分母的z^2提出來，然后全部除以其它的數(shù)字，即可得到：
S2 使用IQ15的方法量化：
可見，a1項(xiàng)為最大，即可把全部數(shù)字除以a1項(xiàng)，讓它用滿15bit的字長，可得：
然后乘以2^15，得到：
S3 提升B系數(shù)：這里可以看到分子項(xiàng)上B0/B2的數(shù)字太小，所以為了提高量化精度，可以在B系數(shù)上繼續(xù)擴(kuò)大到2^12，這樣可以更多的利用字長，最后在輸出上除去引入增益即可。
可得B系數(shù)更新為。
然后考慮一下分母量化為32786時(shí)引入的增益：1.99998，在編程上考慮先左移1位然后再考慮小數(shù)點(diǎn)（32709/32678）即可引入增益。然后開始測試定點(diǎn)化后的PR控制器……
原文鏈接：https://www.dianyuan.com/eestar/article-5973.html
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